Erweiterungen, Änderungen, Verbesserungen zur Aktivantenne

Hallo Peter

ich habe die Baumappe zum Nortonverstärker gelesen und mir sind zur Loop zwei
Verbesserungsvorschläge eingefallen - wahrscheinlich hast Du schon selber darüber
nachgedacht:

1) Verwendung eines 75 Koaxialkabels mit ca. 50 pf/m zur Vergrösserung der Bandbreite
(siehe Simulation Graphik 1, Frequenz in MHz).
Ich habe für die Simulation ein TV 75 Ohm Kabel mit c/l = 55 pF/m angenommen
und den Loop mit 50 Ohm abgeschlossen. Der resultierende Loop weist eine
3-db Bandbreite von 3.0 bis 33 MHz auf.
Eine weitere Simulation fürs RG213 (100 pF/m) zeigt die reduzierte Bandbreite in Graphik2
(Frequenz in MHz)

2) Verwendung eines Tiefpassfilters, um die Signale oberhalb der oberen Grenzfrequenz
der Aktivantenne (30 MHz) zu dämpfen. Bei höheren Frequenzen treten starke Resonanzen auf,
die zu einer unerwünschten Zunahme der unerwünschten Signale führt, und damit in der
Nähe von UKW und Fernsehsendern zu Intermodulation führen könnten.
Nach diesen Messungen, so glaube ich, habe ich begriffen, warum Schaltbild 2.45 der
aktiven Rahmenantenne im Buch von M. Schulze (Aktive KW-Breitband...Aktiv-Antennen-
Systeme) am Ausgang des Loops ein Tiefpass Filter ist.
Die Messungen (Graphik 3) wurden mit dem FANWT durchgeführt, indem dier abgeschirmte
Empfangsloop am NWT Eingang angeschlossen (50 ohm wie bei der Simulation)
wurde,und ein Testloop mit 5 cm Durchmesser am Rand der Empfangsloop mit 50 Ohm
angekoppelt wurde.

73 de Andreas

Hallo Peter

ich habe mich inzwischen etwas mehr in die Berechnung von abgeschirmten Loop Antennen vertieft, um auch die auftretenden Reflexionen im Koaxkabel und ihren Einfluss auf die Frequenzcharakteristik der Loop berechnen zu können. Das Internet hat mir den Weg zu einen kurzen Uebersichtsartikel gezeigt, welcher die Funktionsweise eines Koaxialloops erklärt, ein Ersatzschaltbild angibt und Messungen für verschiedenen Konfigurationen zeigt (Probing_the_mag_field_probe.pdf). Mit dieser Grundlage habe ich dann ausgiebig Simulationen mit LTSpice ausgeführt, ein wunderbares Programm, das ich erst jetzt so richtig kennengelernt habe.

Bandbreite
In meinem vorigen Posting hatte ich die Vermutung geäussert, dass die Kapazität des Koaxkabels pro Längeneinheit die obere Grenzfrequenz der Loop bestimmt, was nicht stimmt: Sie wird hauptsächlich durch die erste Resonanzfrequenz der Loop und ihrer Länge l eingeschränkt, Die Resonanzfrequenz ist V*c/(l/2) mit dem Verkürzungsfaktor V des Koaxkabels und der ichtgeschwindigkeit c. Die untere Grenzfrequenz dagegen ist ungefähr 1/(2*pi)*R/L, wobei R der Lastwiderstand und L die Induktivität des Schirms des Koaxialkabels bedeuten. Für das Erzielen einer möglichst grossen Bandbreite bei vorgegebener Looplänge l empfiehlt sich damit ein Koaxialkabel mit V=0.9 (ein 75 Ohm Kabel mit PE-Schaum Dielektrikum) einzusetzen und ein kleines R/L-Verhältnis zu verwenden.

Das Simulationsmodell
Das Spice Loop Modell mit erstem Nortonverstärker ist in Norton5.pdf zu sehen. Die Zunahme der in der Loop induzierten Spannung ist proportional zur Frequenz (Induktionsgesetz), was mit der Laplace Transformation in der 'behavioral' Spannungsquelle B1 berücksichtigt wird. Alle Parameter sind im Schema ersichtlich und können dort leicht variiert werden.

Simulationsresultate
Das Diagramm Norton5_sim_0b.pdf zeigt den Frequenzgang für einen Loopradius R von 31 cm , einem Loop-Lastwiderstand von 50 Ohm (der gleich gross ist wie der Lastwiderstand R1 des Nortonverstärkers) und einem typischen 50 Ohm Koaxialkabel (LTL0, v=0.66) mit 4 mm Dicke. Die Grenzfrequenzen (-3 db) der Simulation stimmen bis zur ersten Resonanz recht gut mit den Messungen (LoopMessung2.pdf) überein. Die Resonanzen setzten sich im Modell und den Messungen nahezu unabgeschwächt bis hohe Frequenzen fort, und sind im Wesentlichen nur durch den Trafo des Nortonverstärkers begrenzt. Dieser unerwünschte breitbandige Empfangsbereich kann zu Intermodulationsstörungen führen.

Die Simulation mit dem LTL2-Modell (V=0.89) ergibt, wie erwartet, eine höhere Grenzfrequenz von ca. 65 MHz, bei gleicher Loopgeometrie wie oben. Erhöht man den Loopradius auf 60 cm so fallen die obere und untere Grenzfrequenz auf 33 bzw. 2.6 MHz, was eine genügende Bandbreite für den Kurzwellenbereich ergibt. Gleichzeitig steigt die Empfindlichtkeit um 6 db an, da die Loopfläche um den Faktor 4 zu genommen hat.

Unterdrückung des Spektrums oberhalb der ersten Resonanz
Die Filterung der höheren Resonanzen ist leider nur empirisch machbar, da die Ausgangsimpedanz des Loops wegen der Resonanzen sehr kompliziert mit der Frequenz variiert (die Impedanzwerte des entsprechenden Ersatzschaltschemas sind zudem frequenzabhängig). Deshalb habe ich ein einfaches 5 poliges Chebycheff-Tiefpassfilter, das auf 50 Ohm angepasst ist, am Eingang des Nortonverstärkers angebracht (Norton5_Filter_5pol.pdf). Die Resultate sind in Norton5_SIm_0c.pdf zu sehen. Ein zusätzlicher Widerstand R8 dient der Maximierung der Dämpfung bei der zweiten Resonanz (106 MHz). Der Loopradius beträgt jetzt 45 cm mit 10 mm Kabeldicke und das Kabelmodell ist LTL0, was dem RG213 Kabeltyp entspricht.

Gruss Andreas, HB9EHI

Hallo Peter

hier noch eine Simulation für den Loop, wie er ursprünglich geplant war (Konfiguration 2b im
Uebersichtspaper). Sein Radius ist 31 cm und mit RG58 Kabel realisiert.

Diese Konfiguration weist keine Resonanzen mehr auf und weist die doppelte Spannung auf.
Sie hat aber den Nachteil einer ca. doppelt so grossen unteren Grenzfrequenz,
was allerdings durch einen grossen Loopradius (ca 70 cm) wett gemacht werden kann.

Die Messungen bestätigen die Abwesenheit von Resonanzen und die erhöhte untere Grenzfrequenz.
Wenn der Nortonverstärker angeschlossen wird tritt oberhalb von 100 MHz eine zunehmende
Welligkeit auf.

73 de Andreas

Hallo Uli

der Dateiname norton7.pdf mit dem Simulationsmodell ist in der Tat irreführend.

In einer ersten Simulation hatte ich den Ausgang des Loops 'R8' direkt mit dem Eingang des Nortonverstärkers verbunden, was, wie Du bemerktest, zu einem Lastwiderstand von 50 Ohm führt. Die tiefen Resonanzminima verschwanden, jedoch trat ab ca. 60 MHz eine mit der Frequenz zunehmende Welligkeit auf. Sie ist wahrscheinlich dadurch bedingt, dass der Nortonverstärkereingang mit wachsender Frequenz von 50 Ohm abweicht.

Ich habe deshalb in einer zweiten Simulation den Nortonverstärker (Norton7.pdf) ausser Betrieb gesetzt, indem ich den Ausgangstrafo des Loops mit 50 Ohm 'R8' abschloss und den Eingang des Verstärkers ( C3 ) offen liess. Das gezeigte Resultat der Simulation (Norton7_Sim0.pdf) entspricht diesem Fall. Weicht übrigens 'R8' von 50 Ohm ab, so tritt ebenfalls die bereits erwähnte Welligkeit auf, abhängig von der Missanpassung.

Die in Norton7.pdf gezeigte Variante entspricht der ersten der QRP-AG (mit Koppeltrafo), die uns Peter (DL2FI) vor einiger Zeit im Forum gezeigt hat - es wäre interessant, zu erfahren, wie die Windungsverhältnisse des Trafos gewählt wurden. Wenn ich Peter recht verstanden habe, wurde diese Variante schlussendlich aufgegeben.

Die Abwesenheit der Resonanzen in der Simulation (Norton7_Sim0.pdf) hängt vermutlich damit zusammen, dass bei Anpassung beider Koaxialleitungteilstücke an die Impedanz des Koaxialkabels keine Reflexionen auftreten. Dies ist im Falle von Norton5.pdf anders, wo ein Koaxende kuzgeschlossen ist.

Deinen Mehrfachloop möchte ich gerne nachbauen, und messen, da er in der Version von Norton5 die untere Grenzfrequenz senkt. Könntest Du mir
eine Skizze schicken, auf der auch der Ort der getrennten Koaxialabschirmung angegeben ist?

73 de Andreas (HB9EHI)

Hallo Uli

Merci für die Präzisierung Deiner Anordnung. Wie von Roland bereits erwähnt, würde ich ebenfalls die beiden Loops getrennt testen.
Leider habe ich zur Zeit nicht genügend Koaxleitung, um Deinen 3-Schleifen Loop nachzubauen und zu testen. Anstattdessen wurden nochmals Messungen mit dem 1-Schleifen Loop durchgeführt, diesmal mit RG58. Der Messaufbau des Typ2b Loops ist im Anhang loop_test_setup1.pdf zu sehen. Anstatt eines Trafos zur Nutzung beider Ausgangssignale habe ich einen der beiden Ausgänge mit 50 Ohm abgeschlossen und den Anderen mit dem NWT-Eingang verbunden. Ich glaube nicht, dass mein Testloop im betrachteten Frequenzbereich eine Resonanz aufweist, da hierfür die Streukapazitäten zu klein sein dürften.

Das Messresultat ist im Anhang LoopMessungTyp2b.pdf zu sehen. Die Referenzlinie bei ca. -70 db stellt die Gesamtleistung aller extern einfallender Signale dar. Die oberste Kurve repräsentiert die eigentliche Messung. Im Gegensatz zur Messung einer Loop vom Typ 2a mit gleichen Loop Parametern, aber Anschluss X von Loop1 geerdet (LoopMessungTyp2a.pdf) verschwinden die Resonanzen, wie meine Simulationen und die Messungen im Uebersichtsartikel erkennen lassen.

Völlig unerwartet für mich ist das Messresultat, wenn man einen Trafo einsetzt, um beide Ausgänge des Loops vom Typ 2b zu nützen (LoopMessungTyp2bMitTrafo.pdf ). Die Transferfunktion des Loops ist unbrauchbar. Sehr wahrscheinlich hast Du das Gleiche gesehen....Ich will nun als nächstes den Trafo separat ausmessen und mir die Auswirkung des Trafos in der Simulation nochmals anschauen.

Weitere Bemerkungen: 1) Die Stabantenne als Testantenne hat den Nachteil, dass ihre Transferfunktion stark mit der Frequenz variiert, im Gegensatz zu einem kleinen Testloop, wie ich ihn verwende. 2) Wenn Du wegen externer Signale in der Empfangsloop zu grosse Signale misst, so kannst Du auch Ein- und Ausgänge vertauschen, was wegen des Reziprozitätsgesetzes keinen Einfluss auf das gemessene Transferverhalten der Empfangsloop haben sollte.

73, Andreas

Hallo Uli

Aufgrund Deiner schlechten Erfahrungen habe ich nun auch Messungen mit Trafo und einem quadratischen Loop von (Diagonallänge von 95 cm) durchgeführt.

Ein Trafo für die Nutzung beider Ausgänge des Loops ergibt bei mir ebenfalls ein unbrauchbares Transferverhalten (LoopMessungTyp2bMitTrafo.pdf) mit sich.
Grund hierfür ist die starke Variation der Ausgangsimpedanzen bei X und Y (MessungImpedanzTyp2b.pdf), die übrigens recht gut mit der Simulation übereinstimmt (SimulationImpedanzType2b.pdf).
Damit wird klar, dass ein Trafo bei derartigen Impedanzvariationen nicht funktionieren kann. Das sieht man auch in der Simulation mit Trafo, dessen Kopplungsfaktor K gleich 0.99 (statt ideal 1) ist. Es treten ähnlich starke Variationen des Transferverhaltens (Frequengang) auf. Wegen der sehr starken Variation der Loopimpedanz kann hinter dem Loop kein Trafo verwendet werden.
Entweder man begnügt sich mit einem Ausgang (der andere ist mit der Kabelimpedanz abgeschlossen) oder realisiert 2 Vorverstärker in Basisschaltung (gute Isolation zwischen Ein- und Ausgang) und bringt den Trafo am Ausgang der Vorverstärker an. Die Verwendung von 2 Vorverstärkern würde auch zu einer starken Erhöhung des IP3 führen. Eventuell kämen auch rauscharme MMICs dafür in Frage.
Im übrigen zeigen Typ2a Loops zeigen das gleiche Impedanzverhalten, was auch dort die Anwendung eines Trafos verunmöglicht.

Die Messresultate des 3-fach Loops waren sehr enttäuschend. Beim Vergleich des 3-fach Loops (Messung_3fach_Loop_Typ2b.pdf) mit dem 1-fach Loop (Messung_1fach_LoopTyp2b.pdf) zeigte sich, dass die untere Grenzfrequenz, wie erwartet, stark gesunken ist. Die Ausgangsleistung jedoch ist um ca. 10 db abgesunken, statt um 9 db zu zunehmen (3 fache Fläche)!!!.
Wahrscheinlich führt die Nähe der Wicklungen zu einem partiellen Kurzschluss der in der Abschirmung induzierten Spannung.

Die Untersuchung der Vorverstärker bezüglich ihres Eigenrauschens ist wichtig, da die Eingangsimpedanz sehr stark schwankt.

73, de Andreas

Hallo Miteinander

bevor ich meine Ueberlegungen zur Simulation und Messung von aktiven Magnet-Breitbandloops ad acta lege, möchte ich meine Resultate zusammenfassen, auch weil ich in meinen vorigen Postings nur punktuell auf ausgewählte Probleme eingegangen bin.

Abgeschirmte Magnet-Breitbandloops haben den grossen Vorteil, dass sie elektrische Störfelder aus der näheren Umgebung stark unterdrücken. Zudem kann man ohne weiteres den gesamten Kurzwellenbereich mit einem Loop abdecken. Ein Nachteil ist allerdings, dass sie wesentlich unempfindlicher als kurze Stabantennen sind. Abgeschirmte Loopantennen sind gegen hohe Frequenzen weit über den gewünschten Fequenzbereich empfindlich, sodass die Signale starker kommerzieller Sender aus dernäheren Umgebung mit einem Tiefpassfilter geschwächt werden müssen.

Messungen an einer dicht gewickelten 3-fach Loop zeigen, dass ihte Empfindlichkeit gegenüber einer 1-fach Loop stark abnimmt. Sie funktionieren nicht so wie erwartet.

Der Aufbau der untersuchten Loops und die Testvorrichtung zur Messung des Frequenzgangs eines Empfangsloops ist im Bild Aufbau.pdf zu sehen. Loops vom Typ2a weisen im Frequenzgang periodische Resonanzen auf. Ganz im Gegensatz dazu Typ2b, dessen Frequenzgang bis zu hohen Frequenzen glatt ist, und der zudem über seine beiden Ausgänge die doppelte Spannung liefert, was einem Gaingewinn von 6 db entspricht. Der Nachteil von Typ2b gegenüber Typ2a ist allerdings bei gleichen Loopabmessungen die ca. doppelt so hohe untere Grenzfrequenz. Im folgenden beschränke ich mich auf den Typ2a, da dieser für den Kurzwellenbereich handlichere Durchmesser aufweist.

Um eine möglichst flaches Fequenzverhalten zu erreichen, sollte ein Loop mit einem Lastwiderstand versehen sein, welcher der Kabelimpedanz entspricht. Ein scheinbarer Widerspruch dazu ist, dass der Ausgangswiderstand (Absolutbetrag) eines Loops im interessierenden Frequenzbereich zwischen 0 und einigen 10 kohm variiert. Dies wurde in Reflexionsmessungen und Simulationen gefunden. Somit können zwecks Impedanztransformation keine Trafos eingesetzt werden.

Simulationen wurden mit LTSpice und einem einfachen Loopmodell (Spice_Typ2a_RG58_336mm.pdf) durchgeführt. Die Simulation eines stellvertretenden Beispiels eines Loops mit einem 33.6 cm Radius aus RG58 Kabel (Simulation_Typ2a_RG58_336mm.pdf) und die Messung sines Frequenzgangs (Messung_Typ2a_RG58_336mm.pdf) ergeben trotz der nicht perfekten Messgeometrie eine gute Uebereinstimmung.

Für den Praktiker habe ich eine Tabelle (Loop_Summary.pdf) zusammengestellt, welche für verschiedene Kabeltypen die Grenzfrequenzen und die benötigten Durchmesser ausrechnet, die durch die obere Grenzfrequenz Fo, etwas oberhalb von 30 MHz, beschränkt sind. Alle gerechneten Loops decken innerhalb ihrer 3-db Bandbreite das 80 m bis 10 m ab. Wegen des langsamen Abfalls gegen tiefe Frequenzen hin kann auch das 160 m Band noch gut empfangen werden. Interessant ist, dass die relative Bandbreite Fo/Fu mit fallender Impedanz zunimmt, was der Loop mit einem 25 Ohm Koaxialkabel besonders gut illustriert. Es ist in diesem Fall Empfang bis in den Mittelwellenbereich möglich.

73 de Andreas

Aufbau,pdf
Spice_Typ2a_RG58_336mm.pdf
Simulation_Typ2a_RG58_336mm.pdf
Messung_Typ2a_RG58_336mm.pdf
Loop_Summary.pdf

Hallo Uli

meinst Du mein Posting vom 8. August und die Formeln in norton5.pdf? Die Simulation wurde mit dieser Datei für einen Kabeltyp mit v/c=0.66 durchgeführt und ergab Norton5_Sim_0b.pdf. Die Messung Loopmessung2.pdf dagegen zeigt eine Messung eines Kabels mit v/c=0.89, aber sonst ungefähr gleicher Geometrie, um die starke Zunahme der oberen Grenzfrequenz experimentell nach zu weisen. Um Simulation und Messung des gleichen Loops vergleichen zu können, sollte man sich Simulation_Typ2a_RG58_336mm.pdf und Messung_Typ2a_RG58_336mm.pdf anschauen. Mit der oberen Grenzfrequenz ist immer die Frequenz gemeint, bei der die Empfindlichkeit relativ gegenüber 10 MHz um 3 db abfällt und nicht die darüber liegende Resonanzfrequenz. Die gemessenen Grenzfrequenzen Fu und Fo liegen, wie auch bei anderen Vergleichen, ca. 10% über denjenigen der Simulationen.

Ich habe Dir eine e-mail geschickt.

73, de Andreas