Hallo Peter,
Dein Beitrag zeigt die ganze Sache in einem neuen Licht, wir wollten Dir keine zusätzliche Arbeit aufhalsen. Wenn die betroffenen OMs, Werner und Christian, einverstanden sind, vereinigen wir die Seiten unter Hardware Defined Radio, denn die bisher vorliegenden Beitrage gehören entsprechend meiner Definition im vorigen Beitrag zu mindestens 80% in diese Kategorie. Schreibt bitte eure Meinung zu meinem Vorschlag, damit Peter loslegen kann.
73 de Gerd DM2CDB
ZitatOriginal von DM2CDB
Hallo Peter,
Dein Beitrag zeigt die ganze Sache in einem neuen Licht, wir wollten Dir keine zusätzliche Arbeit aufhalsen. Wenn die betroffenen OMs, Werner und Christian, einverstanden sind, vereinigen wir die Seiten unter Hardware Defined Radio, denn die bisher vorliegenden Beitrage gehören entsprechend meiner Definition im vorigen Beitrag zu mindestens 80% in diese Kategorie. Schreibt bitte eure Meinung zu meinem Vorschlag, damit Peter loslegen kann.
73 de Gerd DM2CDB
Gerd, die Vereinigung hat doch schon vor zwei Tagen unter dem Titel Harware Defined Radio stattgefunden 
Alle Polyphase Artikel wurden entsprechend ihrem Schreibdatum eingefügt.
Hallo Peter,
wenn alles schon erledigt ist, was mir nicht aufgefallen war, weil ich immer nur den letzten Beitrag lese, dann verstehe ich Deine Antwort von 12:38 nicht.
72/73 de Gerd DM2CDB
Hallo HardwareDefinedRadio Interessierte!
Obwohl der LIF5000 (http://www.mydarc.de/dl7mwn/Page_04.htm) von Werner, DL7MWN und der HDR-2005 (http://home.pages.at/chirt/Projects/HDR2005/HDR2005.htm) von Christian unterschiedlichen Zwecken dienen, gibt es dennoch viele Gemeinsamkeiten und Fragen zur Weiterentwicklung dieser Art von RXen.
Es ist daher geplant, in diesem gemeinsamen Thread eine fachliche Diskussion in Gang zu bringen und zweckdienliche Hinweise zum QSD-RX-Selbstbau zu veröffentlichen.
Als Anregung zur Diskussion seien erst mal die nachstehenden Punkte genannt:
1. Welcher Typ (Tayloe Detector, DB QSD, Softrock, ISD, etc.) von Sample Detector ist aus techn. Gründen zu bevorzugen?
2. Welcher Schaltertyp (Multiplexer, Analogschalter; FST3235, FST3125) bzw. welcher Hersteller ist aus techn. Gründen zu bevorzugen?
3. Wie sind die variablen Impedanzverhältnisse des SampleDetectors bestmöglich in den Griff zu bekommen?
4. Wie kann die Abstrahlung von Störungen (Schalter-Spikes) minimiert werden ?
5. Bringt die Verwendung von Diplexern als Ersatz für die normalen Sample Kondensatoren Vorteile ?
6. Wie kann der NF-Vorverstärker optimiert werden (OPAmp oder INA)?
7. Wie kann das PolyphaseNetwork (NF Phasenschieber) auf bestmögliche Seitenbandunterdrückung optimiert werden?
8. Kann auch bei analoger Verarbeitung per Hardware ein automatischer Amplituden-und Phasenabgleich vorgenommen werden?
9. Welche Art von Quadratur-LO Erzeugung ist für diese Art von RX das Optimum?
10. Wie kann die zentrale Steuerung eines solchen RX am besten gelöst werden?
11. Wie sollten die Schnittstellen zwischen dem Steuerrechner und der Hardware (DDS-Baustein und Preselector) am besten ausgelegt werden?
12. Wie sollte der Preselector ausgelegt sein? Welchen Anforderungen soll er genügen?
13. Dämpfungsglied und Vorverstärker sollen den Dynamikbereich erweitern. Welche Anforderungen soll der Vorverstärker erfüllen?
14. Welche Intermodulationsfestigkeit brauchen wir wirklich und wie kann sie erreicht und gemessen werden?
15. Wie kann prinzipiell bei HDRs das Problem des Rauschens (1/f Noise etc.) in der Nähe von 0 Hz (betrifft nur HDR-2005 Konzept) umgangen werden?
16. Wie kann in Hardware die AM Demodulation (M=W(I2 + Q2)) realisiert werden?
17. Wie kann der hohe Dynamikumfang bestmöglich hardwaremäßig (AGC) geregelt werden?
Einige der Punkte wurden schon in diversen Beiträgen angesprochen, Lösungen wurden aufgezeigt, eine Optimierung, die messtechnische Bearbeitung und die Umsetzung in die Praxis stehen meist noch aus.
Als Beispiel für zweckdienliche Hinweise zum Thema seien noch ein paar Links genannt:
http://hpsdr.org/wiki/index.ph…PSDRwiki:Community_Portal
http://hpsdr.org/odyssey.html
http://hpsdr.org/phoenix.html
http://hpsdr.org/wiki/index.php?title=PHOENIX
http://www.philcovington.com/SDR.html
http://www.philcovington.com/HPSDR/QSD_SWITCH/
http://lists.hpsdr.org/piperma…/2007-January/003208.html
http://lists.hpsdr.org/piperma…/2007-January/003226.html
http://lists.hpsdr.org/piperma…2007-February/003455.html
http://www.spin-it.com/sdr/IK1ODO_SDR1.html und Folgeseiten
Um rege und sachliche Beiträge wird gebeten und Spaß soll unser Hobby ebenfalls machen, also alles nicht todernst abhandeln.
Beste 73 von den Radiobastlern
Werner, DL7MWN und Christian
Hallo Christian und Werner,
nachdem die Vereinigung der Forenbeiträge erfolgreich gelungen ist, hier mein noch ausstehender Beitrag zum Bericht von IK1ODO. Deine umfangreiche Fragenliste ist sehr interessant und die Antwort darauf ist nicht immer trivial, also bitte etwas Geduld. Leider hat sich mein Beitrag verzögert, da bei mir sich seit Dezember der 4.TV-Empfänger den Geist aufgegeben hat und ich erst einmal ein paar Leichen wiederbeleben musste.
IK1ODO hat einen Mischer vermessen, bei dem die Eingänge parallel geschaltet sind und als Mischer CMOS-Schalter IC des Typs FST3125 eingesetzt sind, deren Ausgang mit einer primitiven Art von Diplexer abgeschlossen ist. Die Schaltkreise werden mit einer TTL-Oszillatorsignal mit einer Phasenlage von 0, 90, 180 und 270 Grad angesteuert wird. Deren Erzeugung kann durch einen Johnson-Zähler oder zwei gekoppelten DDS erfolgen. Durch das RC-Glied 5 nF 180 Ohm wird mit steigender Frequenz das Ausgangsspektrum des Mischers begrenzt (Abschluss 180 Ohm), aber nicht kurzgeschlossen. Der Eingangswiderstand des OPV nimmt mit steigender Frequenz zu (L mit 200 µH), gleichzeitig sinkt die Verstärkung durch die Gegenkopplung über das C von 100 pF und über das Verhältnis R2=12 kOhm/R1=180 Ohm+ XL von 200 µH).
Beim klassischen Mischer ist der Diplexer so abgeglichen, dass Summe und Differenzfrequenz auf der ZF einen realen Abschluss sehen. Dieses Verhalten ist mit der vorliegenden Schaltung nur angenähert, aber sicher besser als gar nichts. Die Frage, die sich für mich ergibt, ist der Einfluss des Diplexers bei einem IP3< 20 dB überhaupt messbar. Nach meinem Kenntnisstand wurde der Diplexer erst eingeführt, um IP3-Werte von>= 30 dB mit klassischen Diodenmischern zu erreichen.
Durch die unsymmetrische Eingangsschaltung erfolgt keine Unterdrückung des Oszillatorsignals und seiner Oberwellen in Richtung Antenne. Die gemessenen Spikes sind nichts weiter als Schalterknacken, ein Verhalten, was jeder Schalter zeigt. Mit einer symmetrischen Eingangsschaltung kann man hier eine Dämpfung von 40-60dB erreichen. Durch Änderung der Vorspannung ändert man den R-ON, die Eingangskapazität und außerdem das Aussteuerverhalten des OPV.
Um hier ein Optimum zu erkennen, muss man sicher in noch kleineren Schritten an der konkreten Schaltung messen. Die niederohmige und rauscharme Bereitstellung der Vorspannung mittels OPV, wie im HDR2005 praktiziert, ist empfehlenswert, da die Fremdspannung der Vorspannung dem Nutzsignal überlagert und mit verstärkt wird.
Eine Verbesserung ist hier mit einem klassischen Instrumentenverstärker zu erreichen, dessen Eingänge symmetrisch arbeiten und Änderungen der Vorspannung mittels Gleichtaktunterdrückung weitgehend beseitigen. Das Problem der Instrumentenverstärker ist der hohe Eingangswiderstand, der als Abschluss der Sample-Schaltung zwar gewünscht ist, andererseits jedoch keine Rauschanpassung mit dem RF-Widerstand ergibt. Hier spielt auch die FET-Technologie eine negative Rolle. Deshalb sollte man bipolare OPV für die Studiotechnik bevorzugen, denn die sind für 200 Ohm Eingangswiderstand optimiert(rauscharme Eingangstransistoren mit geringem Basisbahnwiderstand).
Ein anderer Weg ist der Einsatz von breitbandigen OPV für die DSL-Technik, die es von verschiedenen Herstellern gibt. Der OPA 1632 von IK1ODO scheint einen ähnlichen Aufbau zu haben. Nähere Details muss ich aber erst nachsehen.
Die Verstärkung dieser Verstärker lässt sich im Bereich 1-10 durch Widerstandsänderung einstellen, sie haben ein sehr gutes IP3 Verhalten und ihr Rauschen liegt unter 10nV/Hz. Das besondere dieser Verstärker ist der symmetrische Aufbau beider Verstärker, der Eingangswiderstand bleibt über große Frequenzbereiche gleich(natürlich begrenzt durch die Eingangskapzität), der Eingangswiderstand ist frei wählbar, z.B. 2 mal 100 Ohm, d.h. der symmetrische Eingang hat dann 200 Ohm. Um die Bandbreite zu begrenzen, kann man neben der Gegenkopplung auch einen Kondensator zwischen beiden Eingängen vorsehen, der dann frequenzabhängig das Eingangssignal kurzschließt, der Eingangswiderstand bleibt dabei aber erhalten. Ein Schaltbild mit einer solchen Konfiguration werde ich noch einfügen.
Das Problem des Funkelrauschens von FET-Schaltern (1/f-Rauschen), d.h. die Modulation des Oszillatorsignals mit dem Rauschen des Schalters, wird durch die vorliegende Schaltung nicht gelöst. Bei der CMOS-Technik nimmt das Rauschen mit der 3.Potenz mit der Skalierung (Verkleinerung des Schalters zur Erhöhung der Schaltfrequenz) zu. Deshalb ist der Einsatz von Schaltern mit geringem R-ON und gleichzeitig hoher Schaltfrequenz sinnvoll. Noch niederohmigere Schalter haben in der Regel größere Strukturen, dadurch höhere Eingangskapazitäten und dadurch geringere max. Schaltfrequenzen. Die Qualität des Mischers wird maßgeblich durch die Symmetrie der Ein- und Ausschaltzeiten bestimmt. Das Verhältnis Schaltzeiten zur Taktfrequenz wird mit steigenden Frequenz immer ungünstiger, im Ergebnis treten Phasendrehungen und Amplitudenfehler auf, die die gewünschte Seitenbandunterdrückung verschlechtern.
So weit kurz meine Stellungnahme zum Schaltungsvorschlag von IK1ODO.
73 de Gerd DM2CDB
Hallo Werner und Christian,
ein paar Ideen meinerseits:
Zitat
1. Welcher Typ (Tayloe Detector, DB QSD, Softrock, ISD, etc.) von Sample Detector ist aus techn. Gründen zu bevorzugen?
Auf jeden Fall die balancierte Anordnung (mit Balun) um im RX-Fall die Empfangstellen gerader Ordnung sowie beim TX die Produkte gerader Ordnung zu minimieren. Einen echten doppelt balancierten QSD habe ich bis jetzt noch nicht in den verschiedenen Anwendungen gesehen. Manche bezeichnen den normalen QSD als DB, darunter verstehe ich zumindest etwas anderes.
Zitat
3. Wie sind die variablen Impedanzverhältnisse des SampleDetectors bestmöglich in den Griff zu bekommen?
Mit einem einfachen Diplexer am Ausgang des QSD, z.B. der Diplexer 1. Ordnung wie ihn IK1ODO einsetzt. Damit ist das BP-Filter nachgewiesenermaßen korrekt abgeschlossen. Für den TX fehlt dann nur noch ein ähnlicher Diplexer am Eingang um die LO Oberwellen abzuschließen und diese nicht nur am Eingangsbandpass zurück in den Mischer zu reflektieren.
Zitat
4. Wie kann die Abstrahlung von Störungen (Schalter-Spikes) minimiert werden ?
Durch einen balancierten QSD und einem Diplexer (TP-HP Kombination) am Eingang.
Zitat
5. Bringt die Verwendung von Diplexern als Ersatz für die normalen Sample Kondensatoren Vorteile ?
Die Sample-C's sind noch immer vorhanden jedoch im Diplexer "eingebunden". Kommt auch darauf an welcher Typ von Diplexer eingesetzt wird.
Zitat
7. Wie kann das PolyphaseNetwork (NF Phasenschieber) auf bestmögliche Seitenbandunterdrückung optimiert werden?
Durch konsequente Ausmessung der Bauteile (C's und R's). Nur so läßt sich über die gesamte (!) NF Bandbreite eine konstante und hohe Seitenbandunterdrückung ereichen.
Zitat
8. Kann auch bei analoger Verarbeitung per Hardware ein automatischer Amplituden-und Phasenabgleich vorgenommen werden?
Die Schaltung aus EMRFD funktioniert sehr gut um Phasenfehler des LO's bzw. RF-Pfades und Pegelunterschiede auszugleichen, korrigiert aber nicht Fehler im NF Phasenschieber selber (z.B. durch zu zu hohe Bauteiltoleranzen). Automatisieren ließe sich dies durch einsetzen von elektronischen Potis (mit I2C Schnittstelle o.ä., bis 1-2MHz geeignet) für den Phasen und Pegeltrimmer. Damit ließe sich für jedes Band eine Korrektur im µC abspeichern sowie jederzeit ein Abgleich ohne Eingriff ins Gerät vornehmen, ganz ohne PC !
Zitat
9. Welche Art von Quadratur-LO Erzeugung ist für diese Art von RX das Optimum?
Meiner Meinung nach die üblichen SIN/COS DDS Bausteine wo die Phase für jeden Kanal per µC getrennt einstellbar/speicherbar ist.
Zitat
12. Wie sollte der Preselector ausgelegt sein? Welchen Anforderungen soll er genügen?
Der Preselektor muß den Empfang auf den ungeraden LO Oberwellen (für balancierte QSD) verhindern. An diesen Stellen ist der Empfang nur 10-20dB schlechter wie auf der Grundwelle. Ist in etwa so wie das Verhindern von Spiegelfrequenzen bei Superhets. Eine Weitabselektion von min. 80dB sollte durch die Kombination TX-Tiefpass + RX Bandpass sichergestellt werden.
Zitat
13. Dämpfungsglied und Vorverstärker sollen den Dynamikbereich erweitern. Welche Anforderungen soll der Vorverstärker erfüllen?
Eine Dämpfung/Verstärkung in 6dB Schritten erscheint sinvoll. -18dB, -12dB, -6dB, 0bB, +6dB ... erleichtern auch die Umrechnung für das S-Meter. Als Vorverstärkung ein sehr rauscharmer balancierter (für hohen IP2) 6dB VV mit hoher Rückwärtsisolation (S12) ist absolut ausreichend um bei Bedarf den Rauschflur auf den höheren Bändern zu optimeren!
Zitat
17. Wie kann der hohe Dynamikumfang bestmöglich hardwaremäßig (AGC) geregelt werden?
Durch verteilte HF und AF Regelung. Am Antenneneingang ein verzögerter 40dB PIN-Diodenregler mit hohem IP3 (hier wird jedoch ein schmalbandiger Preselektor nötig) und weitere 50dB in der Audiostufe. Zusätzlich noch die manuellen Dämpfungsglieder um unterm Strich 110dB Regelumfang zu bekommen.
Hallo,
Reinhold hat bereits erste Pfeiler eingeschlagen, hier mein Beitrag:
<1. Welcher Typ (Tayloe Detector, DB QSD, Softrock, ISD, etc.) von Sample Detector ist aus techn. Gründen zu bevorzugen?>
Man sollte einen echten symmetrischen QSD bevorzugen(Variante mit 8 Schaltern), da dieser das Oszillatorsignal und die Oberwellen 2.Ordnung (Gegentakt) unterdrückt. Der Sample Kondensator verbessert einerseits die HF-Unterdrückung am Ausgang, anderseits erzeugt er aber eine zusätzliche Phasendrehung und verschlechtert die Anpassung am Ausgang. Hier gibt es noch Untersuchungsbedarf.
<2. Welcher Schaltertyp (Multiplexer, Analogschalter; FST3235, FST3125) bzw. welcher Hersteller ist aus techn. Gründen zu bevorzugen?>
Die Schalter beider genannten Typen habe die gleiche Technologie und vergleichbare Daten. Beim 3253 kommt der Decoder dazu, der weitere Toleranzen verursacht, dafür kann man aber bei der Takterzeugung sparen. Auch hier fehlen konkrete Messwerte, um eindeutig entscheiden zu können.
Es gibt inzwischen eine neue Technologie die Schalter mit 3 Ohm R-ON und Schaltfrequenzen von 360 bzw. 800 MHz möglich macht. FSAV 332= 3125 und FSAV 331= 3253. Damit dürfte die Auswirkungen der Toleranzen der Schaltflanken geringer werden, d.h. die Schalter sind für höhere Frequenzen einsetzbar. Ein bestimmter Hersteller kann nicht genannt werden, dazu fehlen die Erfahrungen, die eingesetzten Technologien dürften aber ähnlich sein. Die genannten Typen stammen von Fairchild.
<3. Wie sind die variablen Impedanzverhältnisse des SampleDetectors bestmöglich in den Griff zu bekommen?>
Hierfür sehe ich zwei Möglichkeiten; Einsatz von Diplexern, allerdings bringt die Schaltung von IK1ODO bereits bei 10 kHz einen Phasenfehler von fast 10 Grad.
Geht man von einem Betrieb im 160m Band aus, so kann man den Diplexer so dimensionieren, dass 100 kHz ohne Phasenverzerrungen übertragen werden.
Die zweite Möglichkeit besteht im breitbandigen Abschluss des QSD mit einem symmetrischen DSL-Verstärker, dessen Eingangswiderstand (invertierender Verstärker) man mit R1 wählen kann. Die Schaltung sähe dann etwa so wie die von IK1ODO aus, allerdings ist ein C zum HF-Kurzschluss zwischen beiden OPV-Eingängen eingefügt.
<4. Wie kann die Abstrahlung von Störungen (Schalter-Spikes) minimiert werden ?>
Die Schaltspikes kann man, wie Reinhold schon richtig schrieb, nur durch symmetrischen Aufbau minimieren. Der Einsatz eines Eingangsdiplexers ist sinnvoll um die Spikes zu verdampfen und nicht zu reflektieren. Die schaltungstechnischen Konsequenzen müssen aber noch überlegt werden. Auch hier muss man sich auf eine untere Betriebsfrequenz festlegen.
<5. Bringt die Verwendung von Diplexern als Ersatz für die normalen Sample Kondensatoren Vorteile ?>
Der Sample-Kondensator bringt eine sehr gute Trennung von NF-Signal und HF mit einer beachtlichen Güte. Nachteilig ist das Anpassungsproblem. Eine sinnvolle Kombination mit dem Diplexer sollte untersucht werden. Dabei muss man berücksichtigen, dass QDS und Sample-Kondensator eigentlich hochohmig abgeschlossen werden müssen, beim QSD sind es die Verluste durch den R-ON, beim Sample-Kondensator ist es die Entladezeitkonstante. Die Spikes werden um so größer, je größer der Pegelunterschied beim Einschalten ist. In dieser Hinsicht verstehe ich den 10 Ohm Eingangswiderstand des SoftRock überhaupt nicht.
<6. Wie kann der NF-Vorverstärker optimiert werden (OPAmp oder INA)?>
Der NF-Vorverstärker sollte möglichst bei 200 Ohm sein Rauschminimum habe, dies ist nur bei Bipolar-OPV möglich. Die übliche Rauschmessmethode mit kurzgeschlossenem Eingang ist zwar einfach zu realisieren, aber wenig aussagefähig. Hier sollten Studio-Audio-OPV zum Einsatz kommen, die es auch als Instrumentenverstärker gibt. Aber auch die symmetrischen DSL-Verstärker sind zu beachten. Der von IK1ODO gewählte neue Typ ist sehr rauscharm, die Eignung zum Betrieb mit einer Betriebsspannung muss aber noch näher untersucht werden. Original sind +-2,5 V bis +- 16V angegeben. Daneben gibt es eine Reihe von Verstärker für 5V Betrieb von ADI, die aber nicht so rauscharm sind.
<7. Wie kann das PolyphaseNetwork (NF Phasenschieber) auf bestmögliche Seitenbandunterdrückung optimiert werden?>
Hier kann man nur durch Bauelemente Auswahl optimieren, indem man engtolerierte Metallschichtwiderstände und Styroflexkondensatoren einsetzt sowie OPV mit geringer Drift und hoher Grenzfrequenz (min 10 MHz) einsetzt, damit ausreichend Verstärkung bei der Nutzfrquenz zur Verfügung steht, die ja bei beiden Konzepten unterschiedlich ist.
<8. Kann auch bei analoger Verarbeitung per Hardware ein automatischer Amplituden-und Phasenabgleich vorgenommen werden?>
Einen Abgleich pro Band halte ich für machbar, indem die entsprechenden Steuerinformationen in einem EEPROM abgelegt werden, die dann entsprechend der Bandinformation ausgelesen werden. Als Steuerelemente sind Schalter oder auch PIN-Dioden-Netzwerke möglich.
<9. Welche Art von Quadratur-LO Erzeugung ist für diese Art von RX das Optimum?>
Die teuerste Methode verwendet 2 DDS, die den Vorteil hat, dass Phasen- und Amplitudenfehler im HF-Teil mit dem DDS zu korrigieren sind. Danach würde ich die 2xf Methode mit 74AC74 einordnen und ganz zuletzt die 4xf Methode mit Johnson-Zähler. Die 2xf Methode funktioniert nur mit dem FST3253.
<10. Wie kann die zentrale Steuerung eines solchen RX am besten gelöst werden?>
Die zentrale Steuerung des RX ist am besten mit einem Mikrokontroller zu realisieren, der für die DDS ja ohnehin gebraucht wird. Dabei sollte man die Taktfrequenz möglichst über den Empfangsbereich legen und mit dem DDS verkoppeln (Störungen durch die Taktoberwellen) und den Mikrokontroller HF-dicht einbauen.
<11. Wie sollten die Schnittstellen zwischen dem Steuerrechner und der Hardware (DDS-Baustein und Preselector) am besten ausgelegt werden?>
Die Schnittstellen sollten so ausgelegt werden, dass sie einerseits den RX nicht stören und andererseits nicht durch den TX außer Gefecht gesetzt werden. Hier sind symmetrische Schnittstellen (RS485, CAN-Bus) klar im Vorteil. Man sollte aber die Programmier-Schnittstelle zum PC nicht vergessen
<12. Wie sollte der Preselector ausgelegt sein? Welchen Anforderungen soll er genügen?>
Ein wirkungsvoller Preselektor, der auch den IP3-Anforderungen genügt, ist nur sehr aufwändig zu realisieren. Es sollte aber wenigstens ein schaltbares Bandpassfilter vorhanden sein, welches im nächst höheren oder niederen AFu-Band mindestens 70 dB Dämpfung hat. Der Ein- und Ausgang sollten jeweils für 50 Ohm ausgelegt sein, während das Filter selber besser für höhere Impedanzwerte ausgelegt wird. Im Zusammenwirken mit Hoch und Tiefpassfiltern im Eingang und den Tiefpassfiltern des Senders sollte ausreichende Selektion erreichbar sein, wenn die Sendeleistung den QRP üblichen Wert von 10W nicht übersteigt.
<13. Dämpfungsglied und Vorverstärker sollen den Dynamikbereich erweitern. Welche Anforderungen soll der Vorverstärker erfüllen?>
Die Werte von Reinhold entsprechen voll meine Wünschen, erforderlichenfalls muss die Verstärkung des MMIC durch ein vorgeschaltetes Dämpfungsglied auf 6 dB gebracht werden, was gleichzeitig das IP3 Verhalten verbessert.
<14. Welche Intermodulationsfestigkeit brauchen wir wirklich und wie kann sie erreicht und gemessen werden?>
Es sollten schon IP3-Werte von 25-30 dB erreicht werden, damit sich der getroffene Aufwand lohnt. Dieser Wert ist mit den vorhandenen Bauelementen erreichbar. Die Messtechnik ist bekannt. Es wird im allgemeinen die 2 Sendermethode angewandt, strittig ist nur die Frequenzabstand, der zwischen 100 kHz und 2 kHz(ARRL) liegt. Entsprechend unterschiedlich sind auch die Ergebnisse, wobei ich der Meinung bin, dass die ARRL-Methode(beide Träger sind im Nutzkanal) die schärfsten Anforderungen stellt und der Praxis am nächsten kommt. Die Auswertung erfolgt mit einem Spektralanalysator oder einem selektivem Pegelmesser.
<15. Wie kann prinzipiell bei HDRs das Problem des Rauschens (1/f Noise etc.) in der Nähe von 0 Hz (betrifft nur HDR-2005 Konzept) umgangen werden?>
Das Funkelrauschen der QDS rührt von der CMOS-Technologie her, sie ist beim Einsatz der Bipolartechnik, Gilbertzellenmischer, geringer, es sei denn, dieser ist auf hohes IP eingestellt. Ein typischer Vertreter ist der AD831, der 100mA schluckt und ein IP3 von 24 dB hat. Man kann den Einfluss des Funkelrauschen verringern, indem man den Abstand zum Träger vergrößert, ein Verfahren, was Werner anwendet. Problematisch ist dabei die Spiegelfrequenzunterdrückung, wenn man keinen DSP verwendet.
<16. Wie kann in Hardware die AM Demodulation (M=W(I2 + Q2)) realisiert werden?>
Hinter dem Phasenschiebernetzwerk ist nur noch ein Seitenband ohne Träger vorhanden, es bleibt also nur der Weg der Einseitenbanddemodulation. Anderenfalls ist ein weiteres Filter für beide Seitenbänder erforderlich und es erfolgt die klassische Diodengleichrichtung oder der Träger dient zur Synchronisation der Demodulation mit einem Synchrondetektor.
<17. Wie kann der hohe Dynamikumfang bestmöglich hardwaremäßig (AGC) geregelt werden?>
Wie bereits von Reinhold beschrieben, kann nur eine aufgeteilte Regelung erfolgen. Es gibt bereits IC, die einen Regelunfang von 45 dB in dB-Schritten automatisch realisieren, problematisch sind die durch die Regelung hervorgerufenen Verzerrungen des Nutzsignals. Durch den Einsatz von unterschiedlichen Regelzeitkonstanten(schnelles Ansprechen der Regelung und langsames Abklingen) wird ein optimales Verhalten angenähert. Hier wird man um weitere Untersuchungen nicht herum kommen.
73 de Gerd DM2CDB
Werte HDR Interessierte!
Erstmal vielen Dank für die umfangreichen und fundierten Antworten von Reinhold und Gerd ! Und Werner danke ich für die weitere Veröffentlichung von seinem LIF5000_3.
Ich selbst bin gerade dabei Schaltungsvorschläge für einen 2007er HDR auszuarbeiten. Dabei lasse ich gleich alle Ideen aus diesem Thread, dem HPSDR Project usw. wenn möglich einfliessen. Da es für mich aber nur ein Hobby ist, übernehme ich nur Dinge die ich verstanden habe (was nicht immer der Fall ist :] Sobald ich die Ideen in Schaltplanentwürfe gegossen habe, werde ich sie ZUERST mal in diesem Thread zur Diskussion stellen. Da es ja ein gemeinsamer Thread ist, werde ich mich gegebenfalls vorab mit Werner absprechen.
Beste 73
Christian
P.S.: die Fragenliste die in Arbeitsteilung zwar ich veröffentlicht habe war natürlich GEMEINSAM von Werner und mir im Hintergrund erarbeit worden.
Hallo HDR Experten
Wie angekündigt eine Serie von Entwürfen zum HDR-2007. Zuerst ein Entwurf zu einem "Quadratur-LO" als attachment.
Irgendwie kann ich aber nicht glauben, dass es so einfach gehen sollte und vermute einen Fehler (richtige Output Phasenlage? 2xF oder 4xF ?). Oder könnte es doch damit klappen?
Ev. ist noch eine Anpassung der L/H Verhältnisse notwendig wenn für das 74xxx74 eine 5V Logik zum Einsatz kommt. Der Differential Line Receiver erreicht aber bei der maximalen Betriebsspannung von 3,6 V lt. DataSheet 3,5 V High-Output.
Das Teil wäre gut bei Farnell zu bekommen.
Derzeit denke über eine Anregung von Reinhold bez. automatischem Ampl/Phasen-Abgleich nach. Weiters schwebt mir schon länger der Einsatz des LM1972 vor.
Sobald die so nach und nach vorgestellten Entwürfe halbwegs durchdiskutiert sind, würde ich mit dem praktischem Aufbau beginnen.
Beste 73
Christian
Hallo Christian,
ich habe ein paar Fragen zu Deinem Schaltungsentwurf. Der TP hat 60 MHz, damit kannst Du den DDS als Quad-Oszillator nur bis 15 Mhz benutzen. Der doppelte Receiver-IC dient als Verstärker bzw. Flankenversteilerer, warum nimmst Du nicht den Komperator des AD91xx.
Ich habe Deine Schaltung mal simuliert und hänge das Ergebnis an, dann kannst Du die Phasenlage selbst sehen, Phase zwischen beiden Clockeingängen wurde um 180 Grad gedreht. Bei Bild 1 wurde oben negiert, unten nicht. Bei Bild 2 wurde unten negiert, oben jedoch nicht. Bild 3 ist ohne Phasenverschiebung zwischen den Takteingängen.
73 de Gerd DM2CDB
Hallo Gerd
Danke für die Mühe !
a) Zum zweiten Satz: Ja ich weiss, habe auch schon den AD9954 liegen. Fertig aufgebaut habe ich jedoch den AD9951 (im HDR-2005 eingesetzt).
b) Aber grundsätzlich: ich suche eine gute 2xF Lösung. Wenn es diese nicht gibt, dann sind 4x auch O.K., aber RF-mässig einfach schwieriger zu beherrschen.
d) Also wen ich das Bild richtig interpretiere, dann funktioniert die Schaltung ja zumindest was die Phasenlage betrifft:
Q1 = 0
Q2 = 90
/Q1 = 180
/Q2 = 270
e) Das Ziel ist ein QuadrLO bis 30 MHz (mit 2xF siehe auch b), aber ich habe hier wohl einen Denkfehler. Der Trick sollte sein mit bereits um 180 Grad verdrehte CLKs in die D-FF zu gehen und damit nicht 4F zu benötigen.
O.K., werde also mal in Ruhe nachdenken...weitere Entwürfe folgen.
Beste 73
Christian
Hallo Christian,
die Schaltung sieht gut aus für einen 90° Generator mittels Teiler :2. Das Problem das nun aufkommt ist, dass das CLK Signal, am Ausgang der LVDS Receiver, perfekte (!!) 50% Symmetrie aufweisen muß weil es direkt die Phasenbeziehungen am Ausgang beeinflußt. Wäre das Clocksignal unsymmetrisch (z.B. 40 zu 60%) ist der Tastgrad am Ausgang zwar wiederhergestellt (nämlich durch die D-FF'S - wichtig für die Trägerunterdrückung im Mischer) doch es sind keine 90° Unterschied mehr vorhanden.
Lösung wäre wiederrum ein "automatischer" Abgleich je Band durch den µC mittels einem kleinen D/A Wandlers der die Vorspannung der LVDS Receiver fein einstellt. Wieviele Grad Einstellbereich damit ereichbar sind müßte praktisch untersucht werden da ich das in dieser Form noch nicht ausprobiert habe. Falls dies gut funktionieren sollte könnte damit der automatische Abgleich im NF-Pfad womöglich ganz entfallen ??
Ferner schafft es der Trafo am Eingang auch nicht mehr perfekte 180° Phasendifferenz (speziell bei den höheren Frequenzen) zu liefern. Es sollte eine etwas besserer Variante Verwendung finden wie z.B. die Version mit 2 Leitungsübertrager auf einem Doppellochkern, NICHT ein normaler Trafo mit Primär-/Sekundärwindung.
Eine weitere Möglichkeit wäre auch der Teiler :2 vom QRP2001 HDR (mitsamt LSB/USB Umschaltung), einem einzigen LVDS-Receiver am Eingang mit der oben erwähnten "automatischen" Vorspannung und den 2 EXOR Gatter die das 180° Signal für die FF's erzeugen.
Hallo, Christian!
Der Quadratur-Generator mit den beiden gegenphasig getakteten FlipFlops funktioniert nur, wenn die Taktsignale selbst bereits zeitsymmetrisch sind (Verhältnis Puls/Pause exakt 1:1). Und das dürfte das größte Problem hierbei sein. Die exakten Phasenlagen bekommst Du - wenn das mit der Zeitsymmetrie anders nicht lösbar ist - nur hin mit einem Ringzähler aus zwei FlipFlops ("Zählen bis 4 und dann wieder an den Anfang"), der dann aber leider wieder mit der 4fachen Ausgangsfrequenz angesteuert werden muß. Die vier Ausgangssignale haben dann auch das "richtige" Tastverhältnis). Problem dabei: es sind FlipFlops zu verwenden, die im Falle "Gesamte Kurzwelle" bis zu 120 MHz Takt verarbeiten können.
So beißt eines das andere. Von nix kommt eben nix und die Märchenzauberer sind inzwischen ausgestorben, hi.
NB:
Statt der LineDriver kannst Du auch zwei XOR-Gatter nehmen, um die Phasenumkehr zu erreichen. Vielleicht einfacher zu beschaffen. Aber sicher Geschmackssache.
73 aus München - auch an den Rest der HDR-Gemeinde
Hans/DJ4AZ
Hallo Christian,
die doppelte Taktfrequenz hatte ich glatt übersehen, obwohl die Simulation dies klar auswies, sorry. Die Vorschläge von Reinhold und Hans hat Christian in seinem HSD2005 bereits realisiert.
Mir ist aber noch eine weitere Möglichkeit eingefallen. Der AD995x gibt ja bereits zwei um 180 Grad phasenverschobene Ausgangssignale ab, damit könnte man auf Trafo bzw. Gatter verzichten. Man benötigt aber zwei TP und Impulsformer.
73 Gerd DM2CDB
Hallo Christian,
habe noch zwei weitere Taktdiagramme angehängt, jetzt wird die Wirkung der einzelnen Gatter richtig klar. Richtig beurteilen kann man das Ganze aber erst, wenn die Mischerschaltung klar ist.
73 de Gerd DM2CDB
Hallo Werner,
ich habe mich mal ausführlicher mit Deinem Projekt LIF5000 beschäftigt. Dabei sind mir folgende Probleme aufgefallen:
Du verwendest einen 80 MHz Quarzoszillater, der intern vervielfacht wird. Am Ausgang des DDS hast Du einen 120 MHz TP, um alle höheren Ober- und Nebenwellen zu unterdrücken, das ist ok. Nun tauchen am Ausgang des DDS neben der Oszillatorfrequenz aber auch noch die durch 4 geteilte VCO Frequenz (interner Bus) von 100 MHz auf, beide Frequenzen werden durch Deine externe Schaltung nicht unterdrückt. Besser ist die Verwendung eines Gegentaktausgangsübertragers ala HDR2005, wo diese Frequenzen besser unterdrückt werden.
Am Ausgang verwendest Du einen Schmitttrigger-IC mit ca. 1,2V Hysterese, dadurch kommt es zu einer größeren temperaturabhängigen Phasenverschiebung, außerdem betreibst Du den IC außerhalb seiner Spezifikation (fmax 90 MHz). Hier ist die Verwendung von schnellen Komperatoren (TLV 3501 oder LT 1719) besser.
Der Johnsonzähler 74LVX74 ist ebenfalls nur für 90 MHz spezifiziert, hier wäre z.B. ein 74ALVC74 (Fmin 200MHz) günstiger.
73 de Gerd DM2CDB
Hallo Werner,
1. Mit intern verfielfacht meinte Gerd im DDS Chip selber. Der Quarzoszillator besitzt keine interne PLL und schwingt tatsächlich auf z.B. 80MHz. Der DDS Baustein verfünfacht intern die 80MHz Taktfrequenz mittels einer PLL Schaltung die prinzipbedingt das Phasenrauschen veschlechtert. Lösung wäre hier ein SAW-Taktoszillator bei 400MHz ... Kosten ca. 30€ !!
2. Intern arbeitet der digitale Teil des DDS Chips mit 1/4 der Endtaktfrequenz. Bei 400MHz wären das also 100MHz. Diese 100MHz strahlen nämlich im Chip selber auf den Analogteil über und erscheinen damit im Ausgangsspektrum ! Diese Gleichtaktstörung (common mode) erscheint gleichermaßen (gleichphasig) an IOUT und /IOUT. Durch den Einsatz eines Übetragers am Ausgang, dessen Funktion es ist nur Gegentaktsignale zu übetragen, ließen sich diese Störungen etwas unterdrücken. Da Du von einem Übetrager am Ausgang abgesehen hast erscheinen sowohl die DDS-internen 100MHz als auch die Frequenz des Taktgebers (hier 80MHZ) mit relativ hohem Pegel im Ausgangsspektrum. Der Einsatz eines 100MHz Quarzoszillator brächte auch nicht viel da der Ausgangs-Tiefpass ja für 120MHz dimensioniert ist.
3. Der Ausgangsübertrager unterdrückt keine normalen Nebenwellen (Gegentaktstörungen) die ja durch die endliche Auflösung und Linearität des D/A-Wandlers stammen. Störstrahlung (Gleichtaktstörungen) die intern durch den Bustakt und dem externen Taktoszillator stammen aber schon.
4. Bezüglich des Schmitt-Triggers sehe ich jetzt auch keine Probleme. Seine Schwellspannung mag sich zwar mit der Temperatur ändern doch das macht dem Ringzähler (Teiler :4) am Ausgang nichts aus, die Phasenbeziehungen an dessen Ausgänge bleiben erhalten. Die 74ALVC Reihe bringt nur mehr Geschwindigkeit, zusätzliche Störungen im Vergleich zur 74LVX Reihe dürften nicht auftreten da beide sowieso in CMOS Technologie sind und die Rechteckspannungen ähnlich sind.
Hallo HDREXP
zuerst vielen Dank an Reinhold, Werner, Hans und Gerd zu den Anmerkungen und Mails bez. meinem Quadratur-LO Entwurf.
Dann zur Nachricht von Reinhold bez. LIF5000 betreffend 400 MHz SAW-Oszillator.
Diese Idee hatte ich auch schon, zumal ein 433 MHz SAW Resonator nur einige EUR kostet . Ich hab das dann einigen Fachleuten vorgestellt, es wurde aber durchwegs abgeraten. Der Grund: u.a. starke Temperaturabhängigkeit des SAWR. Für den Herstellungszweck des SAWR auf 433 MHz spielt das kaum eine Rolle, für den Einsatz als Oszillators eine DDS zu clocken aber sehr wohl. Aber vielleicht hat Reinhold - wie immer 
eine Idee dieses Teil trotzdem zu nutzen.
Ich habe dann zum Testen - aber wohl die Probleme kennend - einen handelsüblichen 100MHz Oszillatorbaustein im HDR-2005 genommen. Ziel war aber ein 400( -500 MHz) Oszillator wie zum Beispiel http://www.radioamatore.it/i0cg/osc_500.pdf. Leider konnte ich den Helical Filter nirgends auftreiben.
Beste 73
Christian
