Neuer Verstärker für Breitband Magnetantenne

    Hallo zusammen,

    nach langer Zeit möchte ich mich mal wieder mit einem Verstärker für Breitband-Loops beschäftigen und hoffe auf eure Unterstützung. Beim letzten Mal im Jahr 2017 habe ich nach vielen vergeblichen Versuchen den Vorschlag von LZ1AQ nachgebaut. Wir haben den Verstärker übrigens im B08 als Projekt umgesetzt und immerhin für 21 OM gebaut.

    Bau transistorisierter 2m-Festfrequenz-Empfänger

    Die originale Schaltung spielt (vermutlich) unschlagbar auf den unteren Bändern, ich möchte sie auf 80 - 6 m hin optimieren. Im Hinterkopf habe ich noch, den Verstärker bis 2m zur QRM-Suche zu verwenden.

    Dafür habe ich mir die folgenden Ziele gesetzt:

    - Eine große Antenne mit geringer Induktivität vorsehen, angeschraubt auf der Flachbaugruppe.

    - Tiefpass vorsehen. Bei mir belasten (bei großer Antenne) allerhand Störungen unter 200 kHz den RX unnötig.

    - Hochpass ändern für 170 MHz DAB. Es gibt bei mir keine starken UKW-Sender.

    - Verstärkung erhöhen, um keine Probleme mit Störern im Shack zu bekommen. Die folgenden Rauschwerte sind schon mit 6 dB mehr gerechnet.

    - Eigenrauschen oberhalb von 10 MHz reduzieren. Aus der ITU-R P.372 habe ich mir 10 nV/sqrtHz bei 21 MHz als Hintergrundrauschen errechnet. Ich hoffe auf weniger, das Original (+6 dB) simuliere ich zu 15 nV/sqrtHz.

    Aus meiner Sicht muss daher eingangsseitig ein OpAmp mit geringem Eingangs-Spannungsrauschen ran, ich nehme mal den LMH6629 mit 0,7 nV/sqrtHz. Um dieses nicht unnötig zu verstärken, soll sich die Antenne möglichst wie eine ideale Stromquelle verhalten, also kein C im Filter gegen Masse.

    Ausgangsseitig wäre natürlich ein spezieller "line driver" wie der THS6214 oder OPA2674 schön, das kostet aber einige nV/sqrtHz an Rauschen, zumal ja auch etwas Verstärkung gewünscht ist.

    Ich spiele mal mit zwei Transimpedanzverstärkern pro Seite parallel mit Zwangssymmetrierung. Dadurch nimmt das Rauschen weiter ab und die max. Ausgangsspannung an 50 Ohm steigt immerhin von 2,X Vpp auf 3,X Vpp.

    Was sagt ihr zu meinem Vorschlag im Anhang? Wären für euch ein 1 dB Kompressionspunkt von nur 3,5 Vpp ein Problem? Würdet ihr einen diskreten Ausgangstreiber (z.B. mit BFP196W) probieren?

    Ich hoffe auf eine angeregte Diskussion und bin gespannt auf das Ergebnis.

    Danke im Voraus und Viele Grüße, 73

    Bernhard, DL1BG

    Jeweils ein Opamp reicht, um als Transimpedanz Verstärker die erforderliche Strom/Spannungswandlung zu erreichen. Das Hauptaugenmerk ist auf die symmetrische Zusammenschaltung am Ausgang zu legen. Zusätzlich muss der Ausgang über einen Balun erdfrei vom koaxialen Ausgang entkoppelt werden.

    73

    Günter

    "For every complex problem there is an answer that is clear, simple, and wrong" (H.L. Mencken)

    Hallo Günter,

    danke für die schnelle Antwort.

    Der LMH6229 kann (wie die meisten dieser speziellen low-noise Typen) nur etwas mehr als 2 Vpp am Ausgang treiben an 100 Ohm. Bei Leistungsanpassung bleiben also noch 1 Vpp an 50 Ohm übrig, das ist zu wenig.

    Bei zwei Stück steigt eben die Ausgangsleistung ohne zusätzliches Spannungsrauschen durch eine weitere Verstärkerstufe. Laut Simulation sinkt das Rauschen sogar durch die Parallelschaltung.

    Zitat von DL4ZAO

    Zusätzlich muss der Ausgang über einen Balun erdfrei vom koaxialen Ausgang entkoppelt werden.

    Auch das CAT5 Kabel habe ich mir bei LZ1AQ abgeschaut und bin bereits bei der letzten Version gut damit gefahren. Davor hatte ich zwar auch einen BalUn (25 µH Gleichtaktdrossel), aber den halte ich mittlerweile für unsinnig. Die Bezugsmasse des Verstärkers hängt je eh nur (über eine Drossel) am Kabel.

    Zitat von DL1BG

    Der LMH6229 kann (wie die meisten dieser speziellen low-noise Typen) nur etwas mehr als 2 Vpp am Ausgang treiben an 100 Ohm

    Ich bin mir nicht schlüssig, ob die Datenblatt Rauschwerte, die nur in einer ganz speziellen Beschaltung gelten, in der speziellen Anwendung für eine Loop Antenne eine ausschlaggebende Rolle spielen oder ob da andere begrenzende Faktoren zu berücksichtigen sind. Das gleiche gilt für eine große Aussteuerbarkeit von mehr als 2V (50mVeff sind S9 +60dB) . Wichtiger erscheint mir eine hohe Linearität 2. und 3. Ordnung bei Mehrsignalaussteuerung.

    Ich selber benutze für solche Anwendungen als Opamp bevorzugt den LTC6228. Er wird mit 10V Single Supply betrieben, ist sehr rauscharm und auch an 100 Ohm Lasten sehr linear.

    Denkbar wäre auch eine Schaltungsanordnung die anstatt eines Gegentakt-Übertragers mit drei solcher OPs als Instrumentenverstärker arbeitet. Die Eingangsstufen als Transimpedanzverstärker und die Ausgangsstufe differentiell um die gewünschte Symmetrie zu erreichen.

    73

    Günter

    "For every complex problem there is an answer that is clear, simple, and wrong" (H.L. Mencken)

    Zitat von DL1BG

    Wären für euch ein 1 dB Kompressionspunkt von nur 3,5 Vpp ein Problem? Würdet ihr einen diskreten Ausgangstreiber (z.B. mit BFP196W) probieren?

    Bei einer Breitband Aktivantenne ist eine möglichst hohe Linearität aka möglichst geringe Intermodulation anzustreben. Die wichtigsten Kennwerte sind m.E. ein ausreichend hoher IP2 und IP3. Weniger eine möglichst hohe Spannungsaussteuerbarkeit.

    Ein diskreter Ausgangstreiber kann schon Sinn machen. Ich treibe mit dem HF-OPamp gerne eine komplementär-Emitterfolger Gegentaktendstufe mit simplen aber hochlinearen 2N2222A /2N2907A bzw. deren Medium-Power Äquivalent im SOT223 Gehäuse. Wenn man diese bewährten Transistoren aus einer niederohmigen Quelle wie einem Opamp treibt, sind sie bis VHF einem dezidierten schnellen HF-Transistor überlegen und auf jeden Fall stabiler und gutmütiger. Die Ausgangsimpedanz einer solchen Stufe beträgt nur wenige Milliohm bis Ohm, sie kann auch recht niederohmige Lasten treiben . Der Nachteil ist ein hoher Ruhestromverbrauch eines solchen AB-Buffers, den ein OpAmp so nicht hat.


    73

    Günter

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    Mit der Betrachtung des IP3 hast du natürlich Recht, Günter.

    Den 1 dB Kompressionspunkt kann ich mir eben einfach vorstellen und er lässt sich (soweit ich weiß) zuverlässig simulieren.

    Beim LMH6629 ist sogar der OIP3 im Datenblatt angegeben, was auch immer mit "composite" genau gemeint ist. Ich nehme mal an, dass die Differenzielle Verschaltung und die Serienwiderstände zur Leistungsanpassung ihre Effekte gegenseitig aufheben; wären bei 25 MHz also ein OIP3 von 31 dBm.

    Beim Vorgänger mit dem LMH6703 und 10 V Versorgungsspannung hatte ich den OIP3 mal mit 40 dBm gemessen. Ich hoffe das war damals richtig.

    Der TS-590S hat einen IIP3 von 29 dBm. Bedeutet das, dass mehr am Antennenverstärker sowieso nichts bringt?

    Einen diskreten Ausgangstreiber mit dem 2N2222A habe ich jetzt mal simuliert. Für mich war das Ergebnis überraschend gut (wie du ja schreibst, Günter), aber eben auch im Rauschen nicht besser als mit dem OPA2674. Ob nun 4,8 nV/sqrtHz oder 8,X ist eben nicht egal. Ich probiere mal mit einem "synthetischen Anpasswiderstand" Link herum, vielleicht lässt sich damit die einstufige Schaltung in der Großsignalfestigkeit optimieren.

    Hier noch eine Zusammenfassung der aus der Simulation ermittelten Daten zur Schaltung aus dem ersten Beitrag.

    - Die Grenzfrequenzen von Hoch- und Tiefpass sind von der konkreten Antenne abhängig und daher weit weg vom Nutzbereich gelegt

    - Das Eigenrauschen ist wie bereits geschrieben "benchmark", trotzdem: 6 nV/sqrtHz entsprechen bei 2,4 kHz Bandbreite -9 dBµV / S2.

    - 1 dB Kompressionspunkt: 4,8 Vpp, vorher hatte ich den Trafo vergessen. Das ist deutlich mehr als das Datenblatt verspricht, ich hoffe die Simulation hat keinen Fehler.

    - der Simulation des IMD3 traue ich nicht so recht, aber bis 5 Vpp bleiben die IM-Produkte konstant

    Zitat von DL1BG

    der Simulation des IMD3 traue ich nicht so recht, aber bis 5 Vpp bleiben die IM-Produkte konstant

    Wie simulierst du IMD3?
    Am sinnvollsten ist eine zweite Stromquelle mit 1...3 MHz unterschiedlicher Frequenz zu addieren um eine Zweitonaussteuerung zu erhalten. Und dann LT-Spice die FFT einer Transienten Simulation über viele Perioden berechnen lassen.

    73

    Günter

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    Oh, entschuldigung, das war unklar formuliert und die Bilder waren falsch beschriftet.

    In den Bildern "IMD3_XXX.png" war schlichtweg die zweite Oberwelle bewertet, dieser Simulation würde ich erstmal trauen.

    Einen IMD3 wollte ich nicht simulieren, weil ich weder das Modell des OpAmps noch die Details der FFT kenne.

    Spaßeshalber habe ich den IMD3 mal simuliert, siehe Anhang.

    Um ein Gefühl für die Machbarkeit eines hoch symmetrischen Layouts zu bekommen, habe ich mal in KiCAD losgelegt.

    Symmetrisch müssen ja sowohl die parallelgeschalteten Verstärker untereinander, als auch die komplementären Seiten sein.

    Dazu habe ich die Gleichtaktdrosseln (WE SL2) zu Gegentaktdrosseln verschaltet. Ich habe soetwas noch nie gemacht und hoffe, dass es so gehen sollte.

    Die DC-Block Kondensatoren an den Ausgängen der OpAmps sind entfernt, bei 150 µV Eingangsoffset und 25 Ohm in Reihe wird wohl keine Drossel in Sättigung getrieben.

    Frage an die Mitleser: was haltet ihr von L13 / L14? Habt ihr eine solche Symmetrierung schonmal gesehen und funktioniert das?

    Ich bin sicher, das funktioniert gut und bin gespannt auf die Ergebnisse. Die Symmetrie/Gleichtaktunterdrückung wird maßgeblich auch von den Übertragern bestimmt und nimmt mit zunehmender Frequenz ab. Im Empfangsbereich sollte man eine Gleichtaktunterdrückung über den gesamten Nutzfrequenzbereich von besser 20dB aber gut erreichen. Unsymmetrien äußern sich bei einer Breitband-Mag Loop dadurch, dass die Empfangs-Nullstellen im Richtdiagramm der liegenden Acht an Sperrtiefe verlieren. Ich meine, es ist nicht so tragisch, wenn man nach oben hin einige dB durch nicht ganz optimale Symmetrie verlieren sollte.

    73

    Günter

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    Danke, Günter!

    Dann mache ich mich mal an die Arbeit, mal sehen ob ich im Urlaub noch bis zur Bestellung der Leiterplatten komme.

    Viele Grüße, 73

    Bernhard

    Hier mal das gesamte Schaltbild des Verstärkers. Die Idee ist, E u H Feld gleichzeitig auf einem Kabel zu empfangen.

    CAT7 Kabel bekommt man mit <10 ns Laufzeitunterschied zwischen den Adernpaaren, könnte auf den unteren Bändern für eine Zusammenfassung auf der RX-Seite reichen. Z.B. LZ1AQ macht das bei seiner SALAD Antenne.

    DF8RU

    Ich verwende die gegenüberliegenden Adernpaare und hoffe, dass die Hersteller dazwischen weniger Unterschied in der Verseilung machen als zwischen nebeneinanderliegenden.

    Den Verstärker für Magnetschleifen kennt ihr ja schon, für den Dipol habe ich mir etwas besonderes ausgedacht.

    Pro Dipolast ein J310 als Konstantstromquelle (hatte ich mir bereits 2018 von Günters SIMWA abgeschaut) und dann ein moderner Doppel-J-FET als Verstärker. Ich erhoffe mir damit eine bessere Gleichtaktunterdrückung und einen stabileren Ruhestrom.

    Wer Fehler findet, darf sie NICHT behalten :)

    Viele Grüße, 73

    Bernhard, DL1BG

    Übrigens ist das mein erstes größeres Projekt mit KICAD, nach 20 (?) Jahren Eagle. Ganz einfach war der Einstieg nicht, aber ich kann es empfehlen.

    Als nächstes kommt mein erster Auftrag an Aisler, ich werde berichten.

    Anbei die Ansichten des KICAD 3D viewers.

    Die Flachbaugruppe soll später in dieses Gehäuse passen und für die vorgesehenen Durchbrüche im Gehäuse optimierte Anschlusspositionen haben.

    Spelsberg 11100401

    Zitat von DL1BG

    Die Flachbaugruppe soll später in dieses Gehäuse passen und für die vorgesehenen Durchbrüche im Gehäuse optimierte Anschlusspositionen haben.

    Spelsberg 11100401

    Schönes Gehäuse für Innen. Polystyrol als Gehäusematerial ist wegen seiner geringen Witterungs- und UV-Beständigkeit nicht für direkten Außeneinsatz geeignet ist. Für Einsatz im Freien nimmt man besser Gehäuse aus Poycarbonat oder - mit zusätzlichem Witterungsschutz - aus ABS.

    https://www.fibox.de/682/Kunststoff…20GRP_GER1.html


    73

    Günter

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    DL1BG

    Bernhard,

    was mir noch im Schaltbild des Dipol-VV aufgefallen ist: Die Widerstandswerte der Gate-Vorwiderstände R13 und R14 sind mit 1,3K für meine Begriffe zu hoch. Das Rauschen des Gate-Vorwiderstandes addiert sich unmittelbar zum gewünschten Signal. Bei 50 Ohm wären das schon 0,9 nV/√Hz. Ein Widerstandswert von 1,3KOhm rauscht mit 4,65 nV/√Hz. Der Widerstand soll eigentlich nur das Schwingen des FET als Sourcefolger verhindern und dabei so klein wie möglich gewählt werden.

    73

    Günter

    "For every complex problem there is an answer that is clear, simple, and wrong" (H.L. Mencken)

    Hallo Günter,

    danke für deine Kommentare.

    Zum Gehäuse

    Ja da bin ich echt reingetreten. Die erste Revision wird sowieso für die Tonne sein, deshalb habe ich es nicht gleich korrigiert.

    Glücklicherweise gibt es mit den Maßen viel Auswahl ohne größere Unterschiede, auch aus Polycarbonat.

    Den Längswiderstand hattte ich 2018 reingebaut, weil im realen Aufbau locker 15 dB Resonanzüberhöhung auftraten, mit dem Rauschen hast du natürlich Recht.

    Ist jetzt auf 820 Ohm parallel zu den Drosseln geändert.

    Mit 55 nV/sqrtHz bei 10 MHz rauscht die Schaltung aber sowieso sehr stark. Das hatte ich damals ignoriert, weil mir beim Anschluss eines Dipols Common Mode Probleme auf der LAN-Leitung viel Ärger bereiteten.

    Laut der Simulation macht der J310 in Drainschaltung schon über 30 nV/sqrtHz bei 10 MHz. Vielleicht ist der NSVJ6904DSB6 etwas besser, ich habe aber kein Modell dazu.

    Auch hier würde mich mal eine Version mit OpAmp interessieren, aber da habe ich mich noch nicht ran getraut.

    Oder vielleicht einfach zwei Stück parallel?

    Zitat von DL1BG

    Den Längswiderstand hattte ich 2018 reingebaut, weil im realen Aufbau locker 15 dB Resonanzüberhöhung auftraten

    Probier mal spasseshalber einen verlustreichen Ferrit, anstatt eines Widerstandes. Ferrite verhalten sich bei hohen Frequenzen wegen der Ummagnetisierungsverluste resistiv. Ich hatte mit 3 - 5 Windungen auf einen #43-2402 Kern eine merkliche Abschwächung der UKW-Frequenzen, ohne auf KW allzuviel Rauschwiderstand zu generieren.

    Den rauscharmen BF862 gibt es ja leider nicht mehr, aber der 2SK932 mit 1,5dB Rauschzahl lt. Datenblatt und ähnlich hoher Steilheit ist noch aktiv und zu einem vernünftigen Preis erhältlich.

    73

    Günter

    "For every complex problem there is an answer that is clear, simple, and wrong" (H.L. Mencken)

    Leider habe ich die Flachbaugruppe nicht mehr zugänglich und kann daher nur simulieren.

    Die Modelle von BF862 und 2SK932 habe ich nicht, aber ich mache mich am Montag mal auf die Suche in der LT Gruppe.

    Hier mal ein ganz anderer Gedanke mit Bitte um Prüfung...

    Das Ersatzschaltbild des kurzen Dipols ist ja eine Spannungsquelle mit einem Kondensator in Reihe, also bei niedriger Lastimpedanz eine frequenzabhängige Stromquelle.

    S-Meter Ausschlag 1 sind 200 nV, das müsste also die Spannungsquelle haben. Ein etwas größerer Dipol hat angenommen 20 pF, bei 3 MHz beträgt die Quellimpedanz 2,7 kOhm.

    Mit einem Transimpedanzwandler mit genau diesen 2,7 kOhm wären wir also fertig; dazu eine Anpassung des Frequenzgangs.

    Bei der Umsetzung mit dem bestehenden Loop-Verstärker bin ich natürlich etwas auf die Nase gefallen, weil ich die Eingangsimpedanz (500 kOhm, 4 pF) des OpAmps vergessen hatte und es zwei Längskondensatoren gibt. Heraus kam das angehängte Schaltbild. Da der Gegenkopplungswiderstand des OpAmps bei höheren Frequenzen bewusst durch den Parallelkondensator reduziert wird, gibt es kaum noch Rauschquellen. Vorsorglich habe ich der Schaltung noch 3 dB Verstärkung "gegönnt" und Längswiderstände zu den Dämpfungskondensatoren, damit der OpAmp keine kapazitive Last direkt treiben muss.

    Was sagt ihr dazu, habe ich hier einen Denkfehler?