Beiträge von KubiK

Zitat von chirt

Aus Deinen Ausführungen entnehme ich (falls nicht falsch verstanden), dass ich zwar Standard D-FF einsetzen kann, aber mir dafür die Pegel-Problematik LVDS - LVTTL einhandle.

Ja, um die D-FF's korrekt anzusteuern sollte von LVDS auf LVTTL/LVCMOS gewandelt werden. Weil du bis 180MHz (Takt = 360MHz) empfangen möchtest, müssten die LVDS-Receiver out-of-spec betrieben werden.

Zitat von chirt

Da stellt sich für mich die Frage ob nicht doch die weiter oben von mir schon erwähnten ECL D-FF mit Differentialeingang eine diskutierbare Varinate darstellen.
Für meine Experimente zwar nicht benötigt, aber für Leute die in noch höhere Frequenzen vordringen wollen sind die MC10EP52 eine (nicht ganz billige) Möglichkeit, die durchaus noch relativ einfach zu erhalten ist.

Selbstverständlich wären für noch höhere Frequenzen D-FFs in (P)ECL Technik eine gute Alternative. Man könnte dann, zum Preis eines einzelnen (SY)MC10EP52, gleich ein Dual wie z.B. MC100EL29 (ON Semi) oder auch dessen Gegenstück von Micrel (SY100EL29) nehmen wo auch gleichzeitig VBB, zum vorspannen der Eingänge, bereitsteht.

Zitat von chirt

David, WB6DHW, verwendet in seinem UHF-SDR ebenfalls den Si570 und die SY10EP52 ECL D-FF. Siehe leicht veränderten Schaltplanauszug unten.

Die Schaltung ist ähnlich der mit LVCMOS D-FFs. Da Differentialeingänge vorhanden und hier die Leitungen zum unteren Clockeingang vertauscht sind, läßt sich mit der fo / 2 Methode arbeiten. Es fehlt noch, um Linearbetrieb zu gewährleisten, die Beschaltung der 4 Open-Emitter Ausgänge. Die Ausgangsspannung mit ca. 0,7Vss an 50Ohm ist nicht besonders hoch und genügt um einen Very-Low-Level (0dBm) Diodenmischer zu treiben, mit Einschränkungen auch einen Low-Level (7dBm) Typ. Um den angegebenen IIP3 von 30...33dBm mit dem PE4141 zu erreichen, wird wohl eine Treiberleistung von 13...17dBm notwendig sein.

Zitat von chirt

Allerdings muss ich von LVDS Pegel auf LVTTL kommen. Ist mir noch nicht klar, da ich ja die Differental LVDS Ausgänge EINZELN benötige (0 und 180°) und nicht über LVDS RX zusamengefasst...
Ist wohl eine Zweckentfremdung der LVDS Schnittstelle.

Der kleinste "analoge" FLEX SDR Transceiver arbeitet gezwungenermaßen auch mit einem fo / 2 Phasenschieber, deshalb hier ein kleiner, für den LVDS Ausgang eines Si570, geringfügig veränderter Schaltungsauszug. Die Eingänge des 1. LVDS-Empfängers sind normal angeschlossen, die Eingänge des 2. Receivers jedoch vertauscht, was dann Q und Q/ in LVTTL (oder LVCMOS) ergibt. Die Symmetrie bzw. der Tastgrad (idealerweise 1/2) der LVDS Eingangsspannung hat den größten Einfluß auf Phasenunterschiede an den Ausgängen der D-FF's.

Das Problem ist nun einen genügend schnellen LVDS-Receiver zu finden. Die mir Bekannten sind für 200MHz (im Datenblatt 400MBps) bis max. 300MHz spezifiziert. Eine Alternative wäre ein schneller LVPECL/LVDS to LVTTL Translator wie z.B. der MC100EPT23 (ON Semi). Wenn alle Stricke reißen dann tun es auch 2 gleiche, AC gekoppelte MMIC HF Verstärker und etwas Vorspannung für die CLK Eingänge der D-FF's.
Vielleicht reicht es aber schon den Si570 direkt mit den D-FF's zu koppeln, für den Fall dass kein 100Ohm Lastwiderstand benutzt wird.

Zitat von DC5PI

ich bin immer wieder erfreut und erstaut, in welchen Bereichen Du ein Profi bist!

Nicht bescheiden sein Uwe, das gilt für dich umso mehr. Respekt zurück!

Hallo Christian,

Zitat von chirt

Ich suche nur eine Methode wie ich aus den CLK+/CLK-LVDS Signalen des Si570 die vier 0/90/180/270 Signale erzeugen kann, wobei Frequenzen bis maximal etwa 180 MHz benötigt werden.[/b]
(Falls es dazu einen Chip gibt der auch von den üblichen Elektronikhändlern geführt wird, um so besser)

Bislang habe ich eigentlich nur die 4 x fo Methode (4 x 180 = 720 MHz !) mit (P)ECL D-FF gefunden. In Frage käme der MC10EP52 (z.B. bei Farnell um 7,34 EUR)

da der Si570 schon Q und Q/ liefert, reicht die 2 x fo Methode aus. Zwei D-FF als DIV : 2 wären geeignet, z.B. der 74ALVC74 (Philips/NXP, typ. fmax=400MHz @ 3,3V) oder Einzelgatter wie der 74AUP1G74 (NXP, typ. fmax = 600MHz @ 3,3V). Da die D-FF's eigene Q und Q/ Ausgänge haben, sind alle von dir benötigten Phasenzustände verfügbar. Zwei passende LVDS-Receiver könnten z.B. den LVDS Ausgang des Si570 auf LV-TTL bringen um die D-FF's anzusteuern.

Andere Möglichkeiten:

a. Fix und fertige Kombinationen aus IQ-Demodulator bzw. -Modulator (falls es ein TRX sein soll) wie z.B. LTC5584/LTC5598 oder ADL5387/ADL5385.
b. Oberwellenmischung bei Sampling Mischern ausnutzen und z.B. auf 1/3 der eigentlichen Empfangsfrequenz arbeiten.
c. Eine variable oder feste ZF vorsehen. Nur ein einziger LO ist erforderlich, z.B. Empfangsfrequenz fe = fo + (4 x fo), die (variable) ZF wäre stets fo / 4.
d. Subharmonik Dioden- bzw. Schaltmischer benutzen. Das entschärft die Anforderungen an den LO bzw. den D-FF's im Phasenschieber.

Hallo John,

wozu soll das 10kHz Filter gut sein? Selbst für AM ist das verdammt "poor". Was will uns Miguel mitteilen? Meine Spanischkentnisse sind bescheiden , außer "entrada", "salida" und die unterschiedliche Massekodierung der CW/SSB Filter habe ich wenig verstanden :P.

Zitat von DC5PI

Hier werden ja keine absoluten Messungen gemacht, sondern nur beobachtet.

OK, dachte du möchtest unbedingt reproduzierbare Messergebnisse. Damit wäre dein Netzfilternachbau völlig ausreichend, zumal hier nicht die Gefahr besteht, dass du für immer "geerdet" wirst.

Zitat von DC5PI

Der HF 10dB Diodenlimiter ist nun mit zwei 1N4148 in einem Schubert-Filtergehäuse (FG2) aufgebaut und mit dem FA-NWT vermessen, S11 und S21.

Sieht gut aus, als obere Frequenzgrenze reicht ja schon 30MHz. Darüber sind Störaussendungen eher feld- und nicht leitungsgebunden und werden mit Antennen erfasst.
Der 10dB Diodenlimiter versteht sich zusätzlich zum vorhandenen 20dB Dämpfungsglied in der Netznachbildung?

Zitat von DC5PI

Mir ist das Problem der nichtlinearen Verzerrungen der begrenzenden Dioden nach der Durchsicht einige Veröffentlichungen nun bewusst.

Ja, man muss da etwas aufpassen. Der Limiter wird hauptsächlich beim Ein-/Austecken bzw. Ein-/Ausschalten des Prüflings benötigt weil dann auch mal Transienten bis 100V oder mehr entstehen können. Das macht kaum ein Empfängerfrontend lange mit.

Zitat von DC5PI

Also mal ich Testweise 50µH auf je einen Kern T39/23/15-250 gewickelt, der Drahtdurchmesser beträgt 1,5,mm und die Windungsanzahlen betragen N1=15Wdg, N2=17Wdg.
Auf diesen Kern würde ich auch Spulen mit 250µH wickeln können, es ist nur die Frage, ob das Material generell für eine Netznachbildung nach dem obigen Schema geeignet wäre.

Als Drossel in der Netznachbildung ist nur die 50µH Spule relevant, die Vordrossel ist als zusätzliche Filterstufe gegen mögliche Störprodukte aus dem Netz (sowie Richtung Netz) gedacht. Die 50µ Spule würde ich als Luftspule wickeln, weniger aufgrund von möglichen Intermodulationen sondern wegen dem notwendigen Arbeitsfrequenzbereich von 9kHz (150kHz) - 30MHz. Ist die Nachbildungsdrossel auf einen Ringkern gewickelt, müsste man wahrscheinlich zeitaufwendige Untersuchungen des Impedanz- und Phasenverlaufes bis 30MHz mit einem VNA durchführen und gegebenenfalls, bei Nichteinhaltung der Toleranzen, auf anderes Kernmaterial ausweichen. Für die Vordrossel reicht, je nach Strombedarf des Prüflings, ein etwas größerer Eisenpulver- oder Ferritringkern, z.B. ab T 200-18 / 26 o.ä. Material.

V-Netznachbildungen lassen sich übrigens nicht an einem mit FI-Schalter geschützten Netzanschluß betreiben. Die Ableitströme über die 8µF (bzw. 2µF) Kondensatoren Richtung Schutzleiter PE sind viel zu groß. Abhilfe bringt ein Trenntrafo oder die Überbrückung des FI-Schutzschalters.
Die PE-Ableitkondensatoren im Schaffner Netzfilternachbau sind mit 2 x 4,7nF sehr klein, wohl um Probleme mit dem FI-Schalter zu vermeiden. Die Induktivität der Ausgangsdrosseln ist auch relativ klein. Damit scheint das Filter, als Netznachbildung nach der alten Norm, nur eingeschränkt geeignet zu sein (?). Der Prüfling sieht nämlich erst bei höheren Frequenzen halbwegs reelle 150Ohm Abschlüsse auf seinem L bzw. N Leiter gegen Schaltungsmasse (=PE).

Hallo Uwe,

die 150Ohm Nachbildung entspricht einer recht alten Norm. Aktuelle V-Netznachbildungen bilden, getrennt für L und N, eine Impedanz von 50Ohm (50µH + 5Ohm) nach. Impedanz- und Phasenverlauf sind normiert. Für bessere Filterwirkung kommt eine Vordrossel von 250µH und noch ein Kondensator hinzu.

Der Schutzleiter des Prüflings (DUT) bekommt eine (schaltbare) Nachbildung von 50Ohm 50µH. Ausgekoppelt (L oder N) wird über einen Hochpass (typ. 9kHz). Die jeweils andere DUT-Netzleitung ist für HF mit 50Ohm abzuschließen. Zusätzlich ist, zum Schutz des Messempfängers/Spektrumanalysators, manchmal ein 10dB Diodenlimiter notwendig. Die Spulen in der Nachbildung sollten, um Intermodulationsprodukte zu vermeiden, Luftspulen sein. Da die Schutzerde auf der Netzseite auch strahlen kann ist diese für HF über eine Drossel breitbandig hochgelegt.

AN-014 Stromversorgungs-Netznachbildung (LISN)
EMV Praktikum

Zitat von OE1SRC

Naja, die durchgebrannten FETs kommen stammen daher das nicht alle Lötfähnchen isoliert waren. Weshalb ich das Board eben nicht so straight forward in Betrieb nehmen konnte, sondern in eine ausgewachsene Fehlersuche gerannt bin.

Kann passieren Hans, ist nicht weiter tragisch. Ich wollte nur sagen, die MOSFET's müssen gar nicht bestückt sein um den SA612 auf Funktion zu testen. Es ist nur die Betriebsspannung von 6V notwendig, die funktioniert ja schon.

Zitat von OE1SRC

Und das der Pegel von 600 mVSS auf dem Pegelplan nur dann gilt wenn ein Audiosignal reinkommt, kann man sich zwar sicher irgend wie erklären aber offensichtlich finde ich das nicht.

Handbuch Seite 44: Test Baugruppe 10

Zuerst ist die Trägerunterdrückung zu optimieren und danach kommt der DSB-Test. Am Mikrofoneingang muss nun ein NF-Signal anliegen. In dem 600mVss Frequenzgemisch am Ausgang (Pin 4 bzw. 5) sind beide Seitenbänder enthalten, eins davon (das unerwünschte) wird später im SSB-Filter unterdrückt.

RTLSDR-Scanner

Ausführbare 32/64Bit Dateien für Windows sind verfügbar, es sei denn du möchtest mit Python und den dazu notwendigen Bibliotheken arbeiten. Benötigt wird noch die rtlsdr-Bibliothek. Vor dem Start des Scanners ist in den Windows Umgebungsvariablen der Pfad zum Ordner (x32 oder x64) mit der rtlsdr-Bibliothek in der PATH-Systemvariable hinzuzufügen. Nach dem Start der Scannersoftware öffnen sich 2 Fenster, eine DOS-Box die Infos über den gefundenen SDR-Stick bzw. Samplerate gibt und die eigentliche Bedienoberfläche.

Zitat von OE1SRC

So, die ersatz P Kanal FETs sind da, ich habe aber immernoch das Problem das aus dem LO Mischer nur 200 mVpp rauskommen und nicht 600 mVpp.

Hans, die 600mVss gelten nur für DSB (Doppelseitenband), es ist im Handbuch ausführlich beschrieben wie der Test durchzuführen ist. Im CW-Modus ist am Produktmodulator nichts einzustellen, R116 hat einen fixen Wert. Sind am Ausgang 200mVss zu messen dann soll das auch so sein.

Zitat von OE1SRC

Ich stell mir am eingang ein 0 HZ signal vor dessen Phasenlage grade auf dem Aplitudenpeak liegt, und das wird mit dem BFO Signal dann vermischt.

Gleichspannung hat 0Hz, die hat keine Phase. Im CW-Modus wird im Produktmodulator das BFO-Signal mit einem Faktor <=1 multipliziert, abhängig vom Wert des Festwiderstandes R116.

Zitat von OE1SRC

Gibts da irgendwelche Werte oder Anhaltspunkte wie weit das aus der Balance gefahren werden muss?

Das Ungleichgewicht des Produktmodulators ist im CW-Modus über R116 fest eingestellt. Kein Abgleich notwendig oder möglich. Du mußt nur den DSB-Test laut Handbuch durchführen.

Zitat von OE1SRC

Standardmäßig sollte da ein Pegel der versorgungsspannung von 6 Volt auf Pin 1 und 2 liegen.

Standardmäßig sollte an Pin 1 + 2 der Gleichspannungspegel anstehen den ich dir genannt hatte. Hättest du den einfachen DC-Test durchgeführt wie weiter oben beschrieben, wüßtest du schon lange ob der Produktmodulator korrekt arbeitet und dich nicht unnötigerweise mit irgendwelchen P-Kanal MOSFETs rumschlagen müssen die nichts damit zu tun haben.

Das Stapeln von Ringkernen in Serienschwingkreisen (hier gleich zwei davon) war offensichtlich kein so prickelnder Ratschlag. Obwohl die Windungzahl abnimmt, verändert sich durch den nun doppelt so dicken Kern die Drahtlänge kaum, was wohl zu ähnlicher Kapazität untereinander wie auch zu zusätzlicher Kapazität zwischen Wicklung und Kern führt.

Zitat von DH0JAE

Hallo Reinhold,
kann man irgendwo nachlesen, wie sich das AL verändert, wenn man zwei Ringkerne zusammenlegt?

Der AL-Wert verdoppelt sich, wie schon Uwe erwähnt hat.
Falls du T50-2 Kerne hast, probier mal diese im Serienschwingkreis aus. Dein Filter ist sehr breit, da sollte sich in der Durchgangsdämpfung nicht viel verändern.

Hallo Uwe,

du hättest zwei Möglichkeiten für eine Butterworth (= Chebyshev mit 3dB Welligkeit) Bandsperre 1. Ordnung:

Sperrkreis QB = 1:
XL = XC = 100Ohm

Saugkreis QB = 1:
XL = XC =25Ohm

Betriebsgüte QB = 1, d.h. bezogen auf deinem Bsp., dass bei der Frequenz F = 10,74MHz die Bandbreite ebenfalls B = 10,74MHz beträgt. Für andere Bandbreiten Bneu müssen die L/C Werte um den Faktor N = B / Bneu skaliert werden. Beim Sperrkreis wird L um den Faktor N verringert, C um den Faktor N erhöht. Beim Saugkreis ist es genau umgekehrt. Mit sinkender Bandbreite wird die Anpassung abseits der Frequenzmitte besser. Die tatsächlich erreichbare Sperrtiefe wird in der Praxis insbesondere von der Güte der Spule bestimmt.

Zitat von DL1GWW

Eben habe ich das Beispiel R=14,4 -jX=133 mit Smith V3.10 durchgespielt. Da kommt man, will man per L-Glied auf 50 Ohm real anpassen, nur mittels Serien-L und Parallel-C, also Tiefpass, oder auch mit 2 Spulen in L-Anordnung, zum Ziel.

Mein "Smith" ist da anderer Meinung 8). Eine HP-Anpassschaltung aus 2 Bauteilen hat angenehmere Bauteilwerte (3,9µH + 181pF) im Vergleich zur TP-Ausführung (6,8µH + 1,4nF). Zusätzlich kann die Spule hier statische Aufladung ableiten.

Zitat von DH0JAE

Ich habe für das 50-17 Bandfilter dreimal die Spulen gewickelt und vorabgeglichen, aber es bleibt bei dem schlechterem Ergebnis.

Das liegt wahrscheinlich an der Wicklungskapazität, verursacht durch die höhere Windungszahl beim T50-17 im Vergleich zum 6er Material. Die "Notchstelle" rutscht nach unten und verschlechtert die Sperrdämpfung bei höheren Frequenzen. Eine Lösung, speziell für Serienschwingkreise, wäre Material mit höherem AL zu nehmen oder zwei T50-17 (oder auch T50-6) Ringkerne zusammenzukleben um weniger Windungen zu benötigen.

Zitat von DL1GWW

In der MMAna Simulationssoftware wird der Anpassfall 50 Ohm zu -> R= 14 Ohm -xj=216 Ohm entweder durch Tiefpass LC oder 2 Spulen gelöst.Der LC Hochpass wird hier nicht vorgeschlagen. Könnte man diesen Fall mit der Hochpasskonfiguration auch anpassen? Die im Netz gefundenen Rechner berücksichtigen alle nur die TP-Schaltung.

Es muss auch mit einem LC-Hochpass klappen. Die Antennenimpedanz in einer Parallelschaltung (R C) umwandeln, den kapazitiven Anteil mit einer parallelgeschalteten Spule kompensieren, mit einem LC-Hochpassglied ( Generator --> C-Serie -->L-Quer) von 50Ohm auf den nun hochohmigen Realteil der Antenne transformieren und am Schluss die Kompensationsspule sowie die Spule die Teil der Anpassschaltung ist, zu einem Bauteil zusammenfassen.

Eine weitere Möglichkeit wäre z.B. zuerst mit einem Breitbandübertrager 4:1 von 50 auf 12,5Ohm (liegt zufällig nahe dem Realteil von 14Ohm) zu transformieren und danach eine passende Induktivität in Reihe zur Antenne zu schalten.

Hallo Frank,

der T50-6 ist bestens geeignet für dein 20m TX-BPF. Für 80/40/30m wäre es auch ein sehr guter Kandidat. Wie aus nachstehendem Bild zu sehen, hängt die Lerrlaufgüte, außer von der Kerngröße und dem Materialmix, auch von der Windungszahl ab. Eine Leerlaufgüte von über 200, im Verhältnis zur gewählten Beriebsgüte deines Filters, verspricht eine geringe Durchgangsdämpfung.

Hallo Hans,

Zitat von OE1SRC

Aus dem Ausgang kommt nix raus.

Solange du keine NF anlegst soll am Ausgang auch nichts rauskommen.

Zitat von OE1SRC

Sonst fällt mir nur ein den SA612 auszubauen pin 5 und 6 zu verbinden und über eine geeignet große Drossel 6 V Versorgungsspannung zuzufügen

Das auf keinen Fall. Pin 6 ist der LO/BFO-Eingang und Pin 5 ist einer der Ausgänge.
Sind der SA612, T14 (Ausgangspufferstufe) und T29 (CW-Trägerzustaz) richtig herum eingebaut?

Führ mal bitte folgende Tests durch. Vielleicht könntest du dazu T14 bzw. nur dessen Basisanschluß, der mit Pin 5 des SA612 direkt verbunden ist, zur Sicherheit abklemmen/auslöten?

Wechselspannungspegel die, je nach Test, notwendig sind:
Pin 6 (BFO): 200...300mVss bei ca. 8MHz. Einzustellen mit P7 im BFO/TX-Trägeroszillator.
Pin1 (NF): max. 50mVss. Einzustellen mit P14 (NF-Pegel).

1. Gleichspannungen (ohne BFO und NF einzuspeisen):

Pin 1 und 2 (NF-Eingänge): ca. 1,4V.
Pin 3 (Masse): 0V.
Pin 4 und 5 (HF-Ausgänge): ca. 5V, vielleicht auch etwas darunter.
Pin 6 (LO-Eingang): etwas unterhalb von 6V.
Pin 7 (LO-Ausgang): ca. 0,7V weniger als an Pin6.
Pin 8 (Versorgungsspannung): 6V.

2. Trägerunterdrückung /CW-Zusatz:

BFO-Pegel einspeisen, keine NF am Mikrofoneinang anlegen. Mal abgesehen von einem kleinen Bruchteil der BFO Spannung darf an den 2 Ausgängen des SA612 (Pin 4 bzw. 5) nichts zu messen sein. Mit P13 (Balance) wird der Rest von HF an den Ausgängen 4 und 5 auf ein Minimum gebracht.
Beim Anlegen von 10V Gleichspannung am Steuereingang 23 (der dann T29 schaltet) muss plötzlich die BFO-Spannung mit ordentlichem Pegel an den Ausgängen 4 und 5 zu messen sein.

3. Modulation:

Den angegebenen BFO- und NF-Pegel einspeisen. An den Ausgängen des SA612, Pin 4 und 5, muss jetzt ein Frequenzgemisch (ca. 0,5Vss) erscheinen. Es sollte keine der Halbwellen abeschnitten sein.

Hallo Uli,

Zitat von DF5SF

Eingangswiderstand = Ausgangswiderstand = 50 Ohm

Eingangswiderstand ist 1/Steilheit (~20mS) und nahe 50Ohm. Die Parallelschaltung aus FET-Ausgangswiderstand (~2...4kOhm), 470Ohm Drainwiderstand und Drossel-Blindwiderstand gibt den Ausgangswiderstand, ein recht hochohmiger Wert.

Zitat von DF5SF

Die Simulation (mit LTSpice) ergibt eine ähnliche Verstärkung.

Die Simulation zeigt die Spannungsverstärkung der Stufe, einfach zu berechnen aus dem Verhältnis Ausgangswiderstand (~400Ohm) zu Eingangswiderstand (~50Ohm). Die Verstärkung ist ungefähr 8 (~18dB). Mit einem Quelleninnenwiderstand von 50Ohm gehen durch die Leistungsanpassung am Eingang nochmal 6dB verloren und es bleiben 12dB, genau wie die Simulation vorhersagt, übrig.

Zitat von DF5SF

Aber die Realität sieht anderst aus:
Verstärkung ca. -2dB (=Dämpfung). Woran kann das liegen ?
Warum zeigt die Simulation etwas anderes als die Realität ? Aufbau wurde mehrmals kontrolliert.

Die gemessenen Verstärkung von -2dB ist auch in Ordnung. Der Netzwerkanalyzer belastet den Verstärker mit 50Ohm wodurch der gesamte Lastwiderstand < 50Ohm wird. Berechnet man nun die Verstärkung aus dem Verhältnis Lastwiderstand (<50Ohm) zu Eingangswiderstand (~50Ohm) liegt diese unter 1 womit eine "Dämpfung" korrekt ist.
Drain und Source lassen sich bei JFETs normalerweise vertauschen.

Zitat von HB9DOU

Da das ja eigentlich nicht sein kann, weiss vielleicht jemand von euch wo der Fehler liegen könnte?
(KX3 mit internemem ATU über SX-200 und Mantelwellensperre an 21m Langdraht mit Gegengewicht)

Das SWV-Meter sitz bei dir nach dem internen Tuner (unbekanntes Z), müsste aber vor dem Tuner sitzen um keine Hausnummern anzuzeigen. Wenn möglich internen Tuner beim KX3 ausschalten und dann muss das SWV, an der gleichen Antenne, ähnlich wie beim FLEX1500 sein.