Beiträge von KubiK

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Original von M0ERA

Reinhold, Dein Vorschlag wuerde klappen. Ich moechte allerdings versuchen, die Schaltung so hinzubekommen, dass kein Potentialunterschied zwischen dem Oszillatorgehaeuse und dem Gehaeuse der Taste liegt.

Viele Gruesse, Daniel M0ERA

Einfachste Lösung wäre dann den FET (JFET, MOSFET ?) zu tauschen, aus N-Kanal mach P-Kanal bzw. umgekehrt, je nachdem was eingebaut ist.

Hallo Daniel,

schalte das Gate fest über einen Widerstand an Masse (kein Ton) und lege über einen kleinen Vorwiderstand mittels der Taste eine Spannung an das Gate (Ton wenn Taste betätigt wird). Im jetzigen Fall dürfte das andersrum sein.

Hallo Horst,

um die Dekoderschaltung für die enzelnen Schalter einzusehen mußt Du das Datenblatt vom 74CBT3253 (Philips) googeln. Die Schaltung enthält zwar viele Gatter doch der max. Fehler der bei I/Q Anwendung enstehen dürfte entspricht der Laufzeit eines einzelnen Gatters (Inverters) ... die sollte hier unter 1nS liegen. Das ließe sich dann wahrscheinlich gut in der Software kompensieren, speziell wenn man es für jedes Band einzeln macht.

Letztens habe ich in einem ARRL Testbericht etwas von 67dB Seitenbandunterdrückung für den SDR1000 gelesen, scheint da hat sich vieles verbessert. Hast Du zufällig einen Link/Datei für die neuen 80dB Messwerte der ARRL ??

Was ich noch nie gesehen habe sind Messergebnisse zu der Trägerunterdrückung sowie Seitenbandunterdrückung im TX Fall, insbesondere bei hohen Frequenzen wie auf 10m & 6m. Sind diese so schlecht, dass man diese einfach verschweigen muß oder aber so gut, dass es einfach nicht nötig ist ?

Hallo Erich,

hier gibt's das Service Manual:

http://hamradio.online.ru/ftp2/dw.php?ser_man_ic-725.djvu (in DJVU Format, beste Qualität)

http://www.qrzargentina.com.ar…lename=ic-725-service.zip (im ZIP Format)

http://www.n7tgb.net/pages/radio/icom_docs.htm (im PDF Format)

Treiber: Ruhestrom 50mA (2 x 25mA) mittels R8 einzustellen
Endstufe: Ruhestrom 300mA (2 x 150mA) mittels R19 einzustellen.

Positionen von R8 und R19 werden im Service Manual angegeben, gebraucht wird ferner noch ein Amperemeter und ein Lötkolben, eine Drossel (Treiber) und der Vorwiderstand R26 (Endstufe) sind kurzzeitig wie in der Serviceanleitung auszulöten und das A-Meter ist zur Ruhestromeinstellung einzuschleifen.

Sehr schön Gerd, eMail mit Bestellung ging gestern (30.01.07) raus.

Hallo Waldemar,

ein Datenblatt für z.B. den LM4040 u.ä. bekommt man am schnellsten mit Google ... einfach LM4040 (zusammen geschrieben !!!) eingeben, schon steht an erster Stelle das Datenblatt bzw. der Hersteller (hier "National") der das Datenblatt (inkl. Applikationsschlatung) hat. Sehr wichtig ist es die Bezeichnung des jeweiligen IC's (LM4040, LM385, MAX872 usw.) zusammen zu schreiben sonst findet man tatsächlich äußerst schwer die Daten dazu !

Hallo Werner,

klar sollte das Spektrum am DDS Ausgang mittels gutem TP begrenzt werden sonst sind sämtliche Ausgangsprodukte (viele haben sehr hohen Pegel) der DDS auch nach dem "Trigger" vorhanden, die verschwinden ja nicht nur weil man ein Rechtecksignal daraus gemacht hat. Die sonstigen Nebenwellen des DDS-Chips bleiben auch erhalten, verschwinden aber auf den unteren Bändern meistens im RX-Rauschen und stören nicht weiter. Ansonsten verbessert sich das Phasenrauschen um weitere 12dB bei Teilung durch 4 im Phasengenerator.

Wie äußert sich übrigens die Laufzeit der NAND-Gatter im Phasengenerator auf die Phasenbeziehung am I/Q Ausgang aus ?? Macht das speziell bei höheren RX-Frequenzen keine Probleme mit der Seitenbandunterdrückung ??
Wäre es nicht einfacher gewesen direkt von den Q und Q/ Ausgängen des 1. D-FF (Symmetrierung) direkt auf den 2 anderen D-FF zu gehen (4-Phasen Erzeuger) um so zusätzliche NAND-Gatter und eine extra DC-Symmetrierung zu umgehen ??

Hallo Werner,

ich sehe wo Dein 64Bit Problem liegt doch geht das mit einem Trick auch nur mit 32 Bits ;).
Was mir weiterhin aufgefallen ist, ist die notwendige hohe Auflösung der Fließkommazahl bei den obigen Punkten "1." und "2.", nämlich mindestens 9 Stellen hinter dem Komma. Eine 32 Bit Float Variable bietet nur 6 oder 7 (?) Stellen hinter dem Komma. Weiterhin unterstützen manche günstige (kostenlose ?) C-Compiler für µC leider keine Fließkommaberechnungen (kann das Deiner ?), somit muß ein gänzlich anderer Weg gegangen werde. Ich tue mal so als ob ich in Assembler programmieren müßte, dazu gebe ich zum Verständnis ein Bsp. zur Berechnung des DDS-Freqenzwortes (hier für den AD9951 mit 400MHz Takt), inkl. eines Korrekturwertes für abweichende Taktfrequenzen, an !

1. Annahme Taktfrequenz ist exakt 400MHz !

1 Hz in "Bits" entspricht genau (2^32 / 400MHz) = 10,73741824 Bits/Hz

2. In HEX Format (32Bit Länge) umwandeln und zwar der Ganzzahlanteil mittels den ersten 8Bit (MSB's) sowie den Nachkommateil mittels den restlichen 24 Bits (der Windows Taschenrechner ist ideal dafür !)

Ganzzahl 10 entspricht: 0Ah

Nachkommateil: (0,73741824 * 2^24) = 12371825,09 entspricht: BC C7 71h

Womit 1Hz == 0A BC C7 71h

Dieser Wert muß jetzt als Konstante fest im µC einprogrammiert werden !

3. Alles was der µC selber noch an Arithmetik durchführen muß ist die gewünschte Ausgangsfrequenz in Hz mit dem ermittelten, fest kodierten, 1Hz HEX-Wert multiplizieren und schon hat man das DDS Frequenzwort !

Bsp.: 14,120500MHz Empfangsfrequenz (Träger) in einem DC-RX

(14120500 * 0A BC C7 71h) = 09 09 80 B2 2D 98 F4h

Offensichtlich sind das jetzt deutlich mehr als 32 Bits (wie Du schon angemerkt hast), doch davon brauchen wir NUR die ersten 32 die man in einer passenden Variablen zur Weiterverarbeitung abspeichert und bekommen:

09 09 80 B2h ... was als Frequenzwort (nach dem Instruktionsbyte) dem DDS-Chip zu übergeben ist !

Testen wir mal ob's auch stimmt:

(09 09 80 B2h * 400MHz) / 2^32 = 14,12049998MHz

Freuqenzfehler = 20mHz ( min. Schrittweite eines 400MHz AD9951 ~ 93mHz) !!

4. Zum Korrekturwert: Die Taktfrequenz weicht mit sehr hoher Wahrscheinlichkeit von den exakten 400MHz ab. Deshalb muß der 1Hz HEX-Wert geringfügig nach oben (Taktfrequenz < 400MHz) oder unten (Taktfrequenz > 400MHz) korrigiert werden. Das Ganze baut man bspw. in einem Menüpunkt der Steuerung ein damit der Nutzer die Korrektur später selbstständig durchführen kann.

Dazu gibt man z.B. 10MHz aus und schließt einen Frequenzzähler am DDS-Ausgang an, der jetzt natürlich nicht genau 10MHz mißt. Nun vergrößern oder verkleiner wir den 1Hz HEX-Wert um 1 solange bis der Frequenzzähler genau die gewünschten 10MHz anzeigt. Der neu ermittelte HEX-Wert wird nun anstelle des Alten, fest im µC-EEPROM, gespeichert.

Ohne Frequenzzähler: RX auf 10.001000MHz einstellen und 10MHz WWV in LSB empfangen. Soundkarte anschließen, die 1kHz mittels FFT (hohe FFT-Punktzahl) darstellen. Nun den 1Hz HEX-Wert solange verändern bis die FFT genau 1kHz anzeigt um danach die neue 1Hz HEX-Zahl ins EEPROM zu übernehmen.

Hallo Werner,

wenn man sich das Datenblatt genau ansieht benötigt ein AD9951 nur jeweils eine, je nach Register, max. 40Bit Übetragung. 8Bit Instruktionen (1 Byte) die das zu schreibende Register bestimmen, gefolgt von z.B. einem 32Bit Frequenzwort. Beide Variablen werden einfach seriell unmittelbar nacheinander übetragen, CS (Chip Select, falls verwendet) dabei durchgehend low halten.
Eine Möglichkeit (je nachdem was für Datentypen der C-Compiler unterstützt) um das Frequenzwort zu berechnen:

1. "DDS Ausgangsfrequenz" geteilt duch "Taktfrequenz" (ergibt Float).
2. Obiges Ergebnis multipliziert mit 2^32 (noch immer Float)
3. Daraus 32Bit (unsigned) Integer machen ... der dadurch enstandene Frequenzfehler liegt im mHz Bereich.
4. Zusammen mit "Instruction Byte" übetragen.

Alle anderen Register (8Bit bis 32Bit Länge) als Konstanten deklarieren, da hier im Normalfall (!), einmal festgelegt, nichts mehr zu ändern ist und zusammen mit dem immer erforderlichen Instruktions-Byte am Anfang des Programms nacheinander schreiben.

Hallo Uwe,

der SD5000 benötigt in einer Mischerschaltung eine zusätzliche negative Spannung für's Subtrat. Die LO Spannung beim SD5000 und SD215 muß, um "sehr" gute HF Daten zu erzielen, zwischen 10 bis gar 15Vss betragen ... recht aufwendige und stromintensive Gelegenheit.

Beispiele dafür: 1. Mischer (doppelbalanciert) im AOR7030 (hier mit SD5400), 1. Mischer im Highend RX E1700/1800 von Telefunken (SD210, einfach balanciert und jeweils 2 Stück parallel, auf einer symmetrischen 200Ohm Wicklung arbeitend) oder sogar in Form des 1. Mischers (SD5400, auch einfach balanciert) im IC-7800 von Icom.

Als VHF Mixer sind diese MOSFET's wahrscheinlich weniger geeignet da hier die Symmetrie der Baluns Probleme bereitet und damit der Lokaloszillator durch seine hohe Leistung überall einstrahlen würde. Als I/Q Mischer für SDR Radios auch weniger geeignet da der Aufwand (mir jedenfalls) zu hoch erscheint und es dafür deutlich einfachere (Busschalter) und ähnlich leistungsfähige Lösungen gibt. Ein sehr interessanter Einsatz des SD5000 ist im aktiven Mischer ultrahohen IP3's nach Eric Kushnik in RadCom April '93 "New Mixer needs less oscilator power". Hier schalten die MOSFET's nicht das Eingangssignal sondern die Eingangswiderstände eines HF-OPAmp's (invertierende Schaltung) um. Resultat ist ein Mischer mit typ. 0dB Durchgangsdämpfung und 45dBm IP3 bei nur 13dBM LO Leistung.

Die Basis-Gegentaktschaltung von Dr. Sapotta hat einen Eingangswiderstand von 1-2Ohm (je nach Betriebsstrom) ... zur Anpassung muß ein 47Ohm Widerstand im Eingang geschaltet werden :(. Wie sich das z.B. auf's Rauschverhalten (im unteren HF Bereich eher 2. rangig) auswirkt und ob das ideal für einen HF-Vorverstärker ist müßte praktisch untersucht werden. Ich nutze eine ähnliche Basisschaltung (bis jetzt nur Eintaktbetrieb) mit zusätzlicher einfacher Blindwiderstand-Gegenkopplung als aktive Last für z.B. einen Norton Verstärker um einen Mischer vom drauffolgenden Quarzfilter optimal zu trennen. Experimente mit Gegentakt-Betrieb habe ich noch nicht durchgenommen da irgendwie rauscharme (!) PNP-Transistoren mittlerer (!) Leistung recht rar geworden sind (?) ... zumindest habe ich keine Quelle aufgetan wo passende Typen zu beziehen wären. Wäre sicherlich eine deutliche Verbesserung zum normalen Eintaktbetrieb.

Hallo Gerhard,

wie Volker schon vorschlug ist ein eMail Account (z.B. bei web.de) ideal dafür. Dafür erhälst Du eine normale Fax-Nummer und die ankommenden Faxe kommen als eMail mit PDF Anhang ... da muß keine aufwendige Schaltung zum Einschalten eines lahmen PC's gebastelt werden.

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Original von DL2FI
Verstehe ich nicht. Wenn die 0dBm IP3 stimmen, und du bedämpfst mit 20dB, dann steigt der IP3 zwangsläufig auf +20dBm

Selbstverständlich Peter, stimme ich vollkommen zu doch beträgt auch der NF des RX damit auch fast 30dB. Schwache Stationen (QRP oder nicht) kommen da nicht mehr durch.

DM2CDB
Habe lange nach HFA3001 gesucht bis ich auf den HFA3101 gekommen bin =). Da ließe sich der Eingang z.B. mit einer rauschfreien Gegenkopplung betreiben um hohe Signalverträglichkeit, 50Ohm Impedanz und gleichzeitig Rauscharmut zu erzielen, bei moderatem Strom. Fehlt dann nur noch die äußere Beschaltung zur Gleichspannungseinstellung wie beim MC1496.

Hi Thomas,

schön daß das einfache S-Meter so gut funktioniert. Die Widerstände müssen je nach verwendeter LED und tatsächlicher AGC Spannung des TCA440 geringfügig angepaßt werden, meine Werte waren nur ein 1. Anhaltspunkt.
Das Drehspulinstrument würde ich mit einem dazu parallegeschaltetem Widerstand in Reihe mit der LED einbauen oder als Teilbetrag einer der 2 Widerstände ... ein echter Strommesser eben. Parallel zur LED würde das Instrument immer das gleiche anzeigen (schlechter weil niederohmiger Spannungsmesser), an der LED fällt ja bei jeder RX-Signalstärke auch die gleiche Spannung ab (Diode), der Strom durch die LED bestimmt die Helligkeit !

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Original von DL0AQB

Gerd, damit verbreitest du ein hartnäckiges Gerücht, von dem niemand weiss woher es kommt. Hier die Daten von SA602 und SA612 aus den Original Datenblättern von Philips. Ich kann beim 612 nichts schlechteres entdecken.

Vorsicht auch mit den angeblich "generell schlechten" Daten. Der in allen Diskussionen angeführte schlechte IP3 von -13dBm wurde vom Hersteller mit Messsignalen bei 45,00 und 45,06 MHz gemessen, die auf je -45 dBm eingepegelt waren. Uli, DK4SX hat in einem kurzwellengerechten Messaufbau -3,6dBm IP3 ermittelt und ein Messaufbau mit Messpegeln um -20dBm ergeben einen IP3 von +4,5 dBm. Frank Sichla hält in seinem Buch "HF-Technik mit dem SA602/612" einen Standradwert von 0dBm

Da der SA602/SA612 sehr empfindlich ist, kann der Eingang ohne Verluste stark mit einem Dämpfungsglied, noch besser einem Preselktor bedämpft werden. Auf 20m liesse sich so ein IP3 von +20dBm erreichen. Nicht schlecht, denke ich.

Das Buch von Frank kann ich nur empfehlen, es räumt mit einer Reihe von hartnäckigen Gerüchten gründlich auf und gibt super Anregungen.

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Hallo zusammen,

Uli (DK4SX) benutzt in seiner Meßschaltung den LO-Eingang des NE612 als RF Eingang ... eine ganz andere Situation im Vergleich zur "normalen" Beschaltung des NE/SA612.
Ich vermute die 0dBm von Frank aus seinem Buch sind wohl mit Zwangsanpassung auf 50Ohm ermittelt worden oder aber ist es sogar nur der OIP3, eine Bestätigung kann nur er bieten.

Der Hersteller, Philips, mißt bei 45MHz weil die Apllikationsschaltung im Datenblatt dafür konzipert wurde ... wohlgemerkt wird aber der Eingang angepaßt betrieben, also findet durch den Eingangsschwingkreis schon eine gute Portion Verstärkung statt ... die ca. -14dBm IIP3 beziehen sich aber auf den tatsächlichen (hier 50Ohm) Eingang !! Damit scheinen sich die ca. 0dBm (IIP3 ? )von OM Frank bei einer 50Ohm Zwangsanpassung des recht hochohmigen RF-Einganges zu bestätigen (?). 20dbm sind selbst mit einem Superpreselektor und angemessenem Dämpfungsglied pure Phantasie :). Mit einem z.B. 56Ohm Widerstand nach Masse am RF Eingang steigt das Rauschen des Mischers um weitere 3dB auf ca. 8-9dB an, ein immer noch hervorragender Wert für einen einfachen 1. RX-Mischer mit nun erhöhter Aussteuerungsfähigkeit bei nur 3mA Stromverbrauch.

Der MC1496 ist zwar aufwendiger zu beschalten, hat keinen internen Oszillator aber ist doch signalvertäglicher als ein NE612, hat sehr hohe Trägerunterdrückung (Produktmodulator) und eine einstellbare Verstärkung. Zumindest als Produktdetektor ist er allemal besser und IM-ärmer. Im Endeffekt kommt es auf den Geschmack des Experimentators an :P.

Hi Thomas,

ein invertierender Verstärker ist auch nicht genau das Richtige für dieses Vorhaben. Dafür eignet sich ein simpler nichtinvertierender Gleichspannungsverstärker mit einer Verstärkung von 4 bis 5 und einem Widerstand + LED am Ausgang um den Strom zu begrenzen doch ideal. Dafür nimmt man z.B. den günstigen LM158 (LM358 in Dual Ausführung), dieser geht sowohl am Ein- wie auch am Ausgang bis auf Massepotential runter und benötigt nur eine einfache Betriebsspannung.

EDIT:
Bsp. siehe unten. Eine Änderung der AGC Spannung von 0 ... 1V äußert sich in einem Strom durch die LED von 0 bis 20mA.

Hallo Karl-Heinz,

wie gesagt, der uPC1037 hat den gleichen Chip wie der NJM und der SL Typ ... deshalb auch deren Datenblätter zusätzlich zur Hand nehmen.
Habe drei Beschaltungen des uPC erstellt und eingescannt, sind direkt übetragbar auf den 2 anderen IC's (nur die Pin Nummerierung ist halt anders). Hoffe der Scan ist gut lesbar und hilft Dir erstmal weiter.

http://rapidshare.de/files/348…1037_Beschaltung.rar.html

Hi Karl,

huh, das wird aber sehr heftig (und nichtlinear) 250mW aus so kleinen DG-MOSFET's rauszuquetschen 8o.

Für höhere Leistung aus normalen MMIC's schalte ich je 2 in parallel (nun 25 Ohm Zin / Zout) und dann 2 solcher Gebilde in Gegentakt mit je einem 1:1 Leitungsübetrager am Ein- und Ausgang. Wenn ein MMIC 20dBm liefern kann dann würde die 4er Schaltung auf max. 26dBM kommen. 24dBm bekommst Du aber auch aus einem "diskret" aufgebauten MMIC mit 2 NF/HF-Transistoren mittlerer Leistung und dementsprechend hohem Strombedarf ... die Regelung müßte weiterhin über ein einfaches PIN-Dämpfungsglied o.ä. am Eingang erfolgen.

Hallo Manfred,

der MX165 (CTCSS Encoder/Decoder) wäre auch passend, allerdings genauso exotisch wie der FX Chip :(.
Diese Firma vetreibt, unter anderem, fertige Mini-CTCSS Encoder (ca. $29), falls Du nicht unbedingt selber bauen willst:
http://www.com-spec.com/index1.htm

Hallo Karl,

da ich keine DG-MOSFETs mit so hoher Ptot kenne hätte ich folgende Vorschläge:

1. 3-4 normale DG-MOSFETs parallelschalten um auf die 0,5W Ptot zu kommen.

2. Aus 2 normalen Single Gate JFET mit entsprechend hoher Verlustleistung eine Dual-Gate Version bauen (Kaskodenschaltung).

3. Einfache 14MHz Lambda/4 PIN-Dioden Regelstufe (über 20dB regelbar) mit MMIC als Folgeverstärker (bis zu 17dBm Ausgangleistung).

Hallo Holger,

Du meinst sicher den T50-13 (grau) ?? http://www.amidon.de haben den höchstwahrscheinlich.