Hallo Dieter,
hier läßt sich die Schaltung herunterladen: TH79_Schematics
Ein 12,8MHz Quarz, zusammen mit dem Trimmer TC1, (s. Seite 2 der Schaltungsdiagramme) dient als Referenz für beide Bänder, beide Bauteile sollten leicht zu lokalisieren sein.
Mit dem C-Trimmer TC1 stellst Du auf korrekte Frequenz ein:
ZitatOriginal von DM2CDB
Hallo Reinhold,
Du meinst sicher S12, also die Rückwirkung vom Ausgang zum Eingang, weil Du im ersten Beitrag von S21 geschrieben hattest. Die Schaltungen sind sehr interessant, ob die Daten aber bei der Zahl von Übertragern über einen größeren Frequenzbereich reproduzierbar sind?
73 Gerd DM2CDB
Danke Gerd, S12 ist gemeint, habe es korrigiert. Werner möchte z.B. Seinen HDR schon ab 50kHz einsetzen, es wird schwierig den VV so breitbandig zu machen .. für (0,5)1 - 30MHz sehe ich aber keine Probleme.
Noch ein passender Vorverstärker, balanciert, 6dB Verstärkung und S12 >> für gute LO-Unterdrückung. Mit einem 2:1 Ausgangsübetrager (R10 = 200Ohm) läßt sich die Verstärkung bei Bedarf auf 9dB anheben.
Hallo Christian,
der normale Norton eignet sich nicht fürt hohe S12 Werte. S12 ist typ. nur ca. 2..3dB höher als die Leistungsverstärkung und der Verstärker schwingt sehr gerne wenn der Ausgang nicht breitbandig 50Ohm reel ist. Was da hilft ist ein "aktiver reeler Abschluß" in Basisschaltung direkt hinter dem Norton, damit erhöht sich der S12 auf bis zu 60dB in der Praxis ( der Aus- muß vom Eingang gut getrennt sein). Anbei eine typ. Norton Schaltung (8dB Pg)mit aktivem Abschluß, mit der Gegenkopplung zur Basis des Transistors und ein paar Simulationswerte dazu. Für Gegentakt muß das Ganze natürlich nochmal parallel dazu.
Hallo Werner,
habe einen Vorschlag von mir weiter unten angehängt. Mit nur 5 kleinen (2xUM z.B. 5x10mm von Reichelt) Relais hast Du Antennendiversity, 50kHz-500kHZ, 500kHz-1,8MHz, 1,8MHz-30MHz, 0dB Durchgang, 12dB Dämpfung und 12dB Verstärkung.
Hallo Werner,
3. Möglichkeit: den Bereich 50kHz-500kHz und 500kHz-1,8MHz mittels 2er TP bzw. TP/HP Kombinationen realisieren. Für den 1,8-30MHz Bereich den echten Mitlaufpreselektor vorsehen, in einer Version die nur einen abstimmbaren Kondensator erfordert ... das vereinfacht im Vergleich zur Jetzigen ungemein.
Danke Werner,
habe die korrekte Bezeichnung inzwischen in Deinem 04/03-Bericht gefunden !
Bei der Simulation von Norton-Verstärkern liegt es meistens an den benötigten "krummen" Baluns. Hatte das gleiche Problem und mache das, wenn's nicht anders geht, nun so:
6dB Verstärker: 6 Wdg sekundär / 1 Wdg. primär. Der Verstärker arbeitet auf 200Ohm Kollektorwiderstand welche ich mittels eines 2. (!!) idealen Trafos (parallel zum Sekundär des 1.) auf 50Ohm runtersetze. Der 2. Trafo ersetzt die benötigte Mittenanzapfung in der Originalschaltung.
9dB Verstärker: 8Wdg. sekundär / 1Wdg. primär . Der Transistor arbeitet auf ca. 350Ohm welche ich nun mit einem 2. idealen Trafo auf 50Ohm transformiere. Dieser ersetzt wieder die krumme Anzapfung von 3Wdg vom kalten Ende im Sekündärteil aus der Originalschaltung.
Der Preselektor sieht kompliziert aus, es sind sehr viele C's und L's zu schalten wobei Du meiner Meinung nach, speziell mit dem TS5A Analogschalter, weniger glücklich sein wirst. Wenn es die YU1LM Schaltung sein soll dann versuche die Analogschalter ausschließlich für die C's zu nutzen, die 4 relevanten Spulen nur mit echten (Reed)Relais kurzschließen !
Hallo Werner,
wollte mir mal das Datenblatt angucken aber ein TSA21366 (o.ä.) ist nirgends aufzufinden (Schreibfehler ?).
Bezüglich Funkelrauschen würde ich mit jetzt kein Kopfzerbreche machen. Es tritt bei kleinen NF auf, nimmt mit 1/f² (20dB / Dekade) ab und wird des öfteren mit dem bekannteren 1/f Rauschen (10dB / Dekade) gleichgesetzt. Die Schalter müßte man aber (je nach Schaltung) linear vorspannen was wiederrum Widerstände (??) ins Spiel bringt. Zu beachten ist auch noch, daß diese Schalter sowohl im Aus- als auch im Ein-Zustand relativ hohe Kapazitäten aufweisen ! Vorher z.B. mit RFSIM inkl. aller parasitären Elemente und mit praktischen L/C-Güten den Preselektor kurz simulieren.
Hallo Matthias,
1. Der Treiber arbeitet im A-Betrieb und muß jetzt nicht unbedingt auf AB geändert werden.
2. Die Verstärkung des Treibers ist viel zu hoch ! Einfach C7 entfernen und vielleicht R2 auf 27-33Ohm verkleinern falls der 2N2222 die zusätzliche Verlustleitung verkraftet. Damit erhöht sich der Eingangswiderstand (sowie die Linearität) des Treibers und belastet die Quelle weniger. Die Verstärkung läßt sich mit dem Verhältnis Arbeitswiderstand (hier max. 200Ohm wenn nur R1 betrachtet wird) zu Emitterwiderstand (39Ohm) abschätzen und beträgt damit ca. 5 was nach T1 auf die Hälfte reduziert wird. Eigentlich das was Dir vorschwebt oder ?
3. Die Enstufe arbeitet in C-Betrieb. Nur wenn die Transistoren ausgesucht sind sollte man so einfach parallelschalten, ansonsten jeweils ca. 0,5-1Ohm in der Emitterleitung schalten. Die Paralleschaltung soll wahrscheinlich benötigte (?) 3dB mehr Leistungsverstärkung bringen ?
Ganz recht Hans, danke für den Hinweis, ein grober Denkfehler meinerseits 8o. Da sehen die 10ppm gar nicht mehr sooo gut aus .. hi. Habe auch keine Erfahrungswerte mit einem gekapselten SAWO als OCXO und das Datenblatt gibt auch nichts her bezüglich Frequenzstabilität. Da das mit normalen XO's wunderbar klappt schließe ich auf eine deutliche Verbesserung auch mit den SO's.
Hallo Chris,
wie schon gesagt, als diskreten Aufbau NUR mit PLL Anbindung. Der Aufwand ist recht gering, die Bauteile dafür fehlen sicherlich in der Bastelkiste und müssen extra beschafft werden, die Ergebnisse sind jedoch vielversprechend. Das alleinige Heizen des SAW Resonators reicht hier auf keinen Fall, mindestens 6 frequenzbestimmende Bauteile sind in der Schaltung "an der Luft" 
und beeinflußen die Stabilität.
Wenn schon OCXO dann nur mit einem fertigen SAWO (wie der im DIL Gehäuse) wo man ALLE involvierten Bauteile (Halbleiter, C's, SAW-Resonator usw.) auf konstanter Temperatur halten kann. Natürlich sind damit keine Genauigkeiten von 0,01ppm zu ereichen, selbst wenn nur +/-10ppm bei 400MHz über einen großen Temp-Bereich machbar sind hat der Empfänger, durch die zusätzliche Frequenzteilung, bei 30MHz max. +/-0,75ppm Abweichung ! Ein respektables Resultat.
Was Deiner Schaltung sonst noch fehlt ist eine gute Pufferstufe und eine rauscharme Spannungsstabilisierung. Als Puffer empfehle ich den MAX2470 ( S12 besser 60dB !), dieser hat 2 isolierte und getrennte Ausgänge für eine PLL und z.B. dem DDS-Chip und schafft bis zu 0dBm Ausgangsleistung.
Einfache und gute Pufferstufe mit Bauteilen aus der Bastelkiste:
ZitatOriginal von DM1ADM
Wie hast Du den Stromverbrauch errechnet? IP3 ist mit 39 dBm angegeben. Und NF von 6dB meinst Du die Rauschzahl damit? Das sollte doch für KW OK sein weil es unter dem atmosphärischen Rauschen liegt, oder?
Die 39dBm sind der Ausgangs-IP3 (OIP3) ... die Zahl ist einfach wirksamer als die 21dBm IIP3 :D. Das macht auch fast jeder kommerzieller Hersteller so ohne aber anzugeben was gemeint ist 
!
An der Basis liegen ca. 2,47V (Spannungsteiler 3k3-560-1k), minus 0,7V Transistor-Basisspannung ergibt 1,77V an der Summe aus (4,7 +10)Ohm = ca. 120mA Strom (1,22W Verlustleistung am Transistor erfordert ordentliche Kühlung !).
Die 6dB NF sind geschätzt mit 3dB alleine vom Transistor / Gegenkopplungswiderstände und weiteren 3dB bedingt durch den hohen Strom. Als Vorverstärker ist die Rauschzahl OK (die Verstärkung weniger) als ZF-Verstärker vielleicht weniger (?).
Hallo Christian,
ZitatOriginal von chirt
Dann zur Nachricht von Reinhold bez. LIF5000 betreffend 400 MHz SAW-Oszillator.
Diese Idee hatte ich auch schon, zumal ein 433 MHz SAW Resonator nur einige EUR kostet . Ich hab das dann einigen Fachleuten vorgestellt, es wurde aber durchwegs abgeraten. Der Grund: u.a. starke Temperaturabhängigkeit des SAWR. Für den Herstellungszweck des SAWR auf 433 MHz spielt das kaum eine Rolle, für den Einsatz als Oszillators eine DDS zu clocken aber sehr wohl. Aber vielleicht hat Reinhold - wie immereine Idee dieses Teil trotzdem zu nutzen.
Ich meinte einen fertigen 400MHz SAW Oszillator im bekannten DIL Metallgehäuse wie z.B. diesen hier: http://www.rfm.com/products/data/ho1065.pdf
Einen diskret aufgebauten SAW Oszillator mittels günstigem SAW Resonator würde ich auch nicht, ohne Anbindung an eine PLL mit TCXO Referenz, als DDS Clock einsetzen =).
Was aber sinvoll erscheint ist der Aufbau eines "µCXO" (was für normale Quarzoszillatoren im Brereich 80-133MHz hervorragend funktioniert !) um die LO Frequenzgenauigkeit in einem RX zu erhöhen. Dabei wird unter (an) dem Gehäuse ein intelligenter Temperaturfühler mit SPI/I2C Schnittstelle eng angebracht und die Temperatur, z.B. minütlich, vom µC ausgelesen. Aufgrund einer vorher registrierten Temp./Frequenztabelle (Lookuptabelle) wird nun die Ausgangsfrequenz der DDS fein korrigiert (nur für RX nicht aber für TX !). Erfordert einen gewissen Aufwand zur Erstellung der Frequenz/Temperaturtabelle und ist für Seriengeräte weniger geeignet was aber in diesem Fall von untergeordneter Bedeutung ist.
Etwas mehr Strom fordert die "OCXO" Variante, wobei der SAW Oszillator auf 40-50° konstant gehalten wird. Die Heizschaltung dafür ist recht minimal, der Stromverbrauch nicht. Die Heiztransistoren kommen z.B. unter dem Gehäuse und der Temperaturfühler oben drauf, der gesamte Oszillator ist dabei mindestens in einem dickwandigen Plastikgehäuse eingebaut um vor schnellen äußeren Temp.-Schwankungen etwas abzuschirmen.
3. Variante wäre der Einsatz dieses SAW-Oszillators: http://www.rfm.com/products/data/ho4002-1.pdf und die Anbindung an eine PLL mit gutem TCXO. Das wäre gleichzeitig auch die einfachste/teuerste, abgleichfreieste und qualitativ (min. 130dBc@10kHz bei 400MHz) beste Methode (?).
4. Variante ist der Aufbau eines diskreten DRO's (passende Resonatoren sind auch für relativ wenig Geld zu haben) mit PLL Anbindung.
Spätestens mit dem Erscheinen der neuen 1GHz 14Bit DDS erscheint dieser Baustein (natürlich mit PLL Anbindung) äußerst attraktiv: http://www.rfm.com/products/data/ho4001-1.pdf
Zitat
Ich habe dann zum Testen - aber wohl die Probleme kennend - einen handelsüblichen 100MHz Oszillatorbaustein im HDR-2005 genommen. Ziel war aber ein 400( -500 MHz) Oszillator wie zum Beispiel http://www.radioamatore.it/i0cg/osc_500.pdf. Leider konnte ich den Helical Filter nirgends auftreiben.
Diese Methode ist günstig und gut, passende Bauteile (für die 400MHz Version) gibt's meines Wissens nach beim FA. Als Alternative für das 400MHz Helix-Filter hat digikey auch passende kleine 400MHz SAW Filter !
ZitatOriginal von DM1ADM
Hierfür http://w7iuv.com/preamp.jpg würde ich dann aber doch den 2N5109 nehmen.
73 Sven
Für diesem Preamp eignet sich der 2N3053 natürlich nicht. Bei 120mA (!) Stromverbrauch wirkt der IIP3 von 21dBm und die NF von ca. 6dB des Verstärkers recht bescheiden.
Hallo Werner,
1. Mit intern verfielfacht meinte Gerd im DDS Chip selber. Der Quarzoszillator besitzt keine interne PLL und schwingt tatsächlich auf z.B. 80MHz. Der DDS Baustein verfünfacht intern die 80MHz Taktfrequenz mittels einer PLL Schaltung die prinzipbedingt das Phasenrauschen veschlechtert. Lösung wäre hier ein SAW-Taktoszillator bei 400MHz ... Kosten ca. 30€ !!
2. Intern arbeitet der digitale Teil des DDS Chips mit 1/4 der Endtaktfrequenz. Bei 400MHz wären das also 100MHz. Diese 100MHz strahlen nämlich im Chip selber auf den Analogteil über und erscheinen damit im Ausgangsspektrum ! Diese Gleichtaktstörung (common mode) erscheint gleichermaßen (gleichphasig) an IOUT und /IOUT. Durch den Einsatz eines Übetragers am Ausgang, dessen Funktion es ist nur Gegentaktsignale zu übetragen, ließen sich diese Störungen etwas unterdrücken. Da Du von einem Übetrager am Ausgang abgesehen hast erscheinen sowohl die DDS-internen 100MHz als auch die Frequenz des Taktgebers (hier 80MHZ) mit relativ hohem Pegel im Ausgangsspektrum. Der Einsatz eines 100MHz Quarzoszillator brächte auch nicht viel da der Ausgangs-Tiefpass ja für 120MHz dimensioniert ist.
3. Der Ausgangsübertrager unterdrückt keine normalen Nebenwellen (Gegentaktstörungen) die ja durch die endliche Auflösung und Linearität des D/A-Wandlers stammen. Störstrahlung (Gleichtaktstörungen) die intern durch den Bustakt und dem externen Taktoszillator stammen aber schon.
4. Bezüglich des Schmitt-Triggers sehe ich jetzt auch keine Probleme. Seine Schwellspannung mag sich zwar mit der Temperatur ändern doch das macht dem Ringzähler (Teiler :4) am Ausgang nichts aus, die Phasenbeziehungen an dessen Ausgänge bleiben erhalten. Die 74ALVC Reihe bringt nur mehr Geschwindigkeit, zusätzliche Störungen im Vergleich zur 74LVX Reihe dürften nicht auftreten da beide sowieso in CMOS Technologie sind und die Rechteckspannungen ähnlich sind.
Hallo Sven,
aus dem 2N3053 kannst du nur ca. 10dB breitbandig bis 30MHz (Emitterschaltung) rausholen da die Transitfrequenz ziemlich klein ist. Vorteilhaft wäre eine Basisschaltung (z.B. in Norton Konfiguration), da bringen beide Transistoren vergleichbare Daten. Bessere, breitbandige Ersatztypen (TO39 Gehäuse) wären z.B. 2N3866, 2N4427, 2N3553 u.ä.
Der U310 ist ein J310 im Metallgehäuse. Manche sagen dieser wäre rausch- und IM-ärmer als die Plastikversion (J310) ... wahrscheinlich reiner Aberglaube :-).
Die Transistoren, speziell HF Typen, waren früher bei Reichelt absoluter Schrott (darunter fiel auch der J310 !) ... ob sich das inzwischen geändert hat kann ich nicht sagen da ich keine mehr von da kaufe.
Hallo Christian,
die Schaltung sieht gut aus für einen 90° Generator mittels Teiler :2. Das Problem das nun aufkommt ist, dass das CLK Signal, am Ausgang der LVDS Receiver, perfekte (!!) 50% Symmetrie aufweisen muß weil es direkt die Phasenbeziehungen am Ausgang beeinflußt. Wäre das Clocksignal unsymmetrisch (z.B. 40 zu 60%) ist der Tastgrad am Ausgang zwar wiederhergestellt (nämlich durch die D-FF'S - wichtig für die Trägerunterdrückung im Mischer) doch es sind keine 90° Unterschied mehr vorhanden.
Lösung wäre wiederrum ein "automatischer" Abgleich je Band durch den µC mittels einem kleinen D/A Wandlers der die Vorspannung der LVDS Receiver fein einstellt. Wieviele Grad Einstellbereich damit ereichbar sind müßte praktisch untersucht werden da ich das in dieser Form noch nicht ausprobiert habe. Falls dies gut funktionieren sollte könnte damit der automatische Abgleich im NF-Pfad womöglich ganz entfallen ??
Ferner schafft es der Trafo am Eingang auch nicht mehr perfekte 180° Phasendifferenz (speziell bei den höheren Frequenzen) zu liefern. Es sollte eine etwas besserer Variante Verwendung finden wie z.B. die Version mit 2 Leitungsübertrager auf einem Doppellochkern, NICHT ein normaler Trafo mit Primär-/Sekundärwindung.
Eine weitere Möglichkeit wäre auch der Teiler :2 vom QRP2001 HDR (mitsamt LSB/USB Umschaltung), einem einzigen LVDS-Receiver am Eingang mit der oben erwähnten "automatischen" Vorspannung und den 2 EXOR Gatter die das 180° Signal für die FF's erzeugen.
Hallo Ingo,
CQ-DL 7/98 S.538: Frequenzzähler mit LED-Anzeige (DH3JO)
Ohne µC, mit blinkenden/volle/halbe-Helligkeit LED's.
Hallo Werner und Christian,
ein paar Ideen meinerseits:
Zitat
1. Welcher Typ (Tayloe Detector, DB QSD, Softrock, ISD, etc.) von Sample Detector ist aus techn. Gründen zu bevorzugen?
Auf jeden Fall die balancierte Anordnung (mit Balun) um im RX-Fall die Empfangstellen gerader Ordnung sowie beim TX die Produkte gerader Ordnung zu minimieren. Einen echten doppelt balancierten QSD habe ich bis jetzt noch nicht in den verschiedenen Anwendungen gesehen. Manche bezeichnen den normalen QSD als DB, darunter verstehe ich zumindest etwas anderes.
Zitat
3. Wie sind die variablen Impedanzverhältnisse des SampleDetectors bestmöglich in den Griff zu bekommen?
Mit einem einfachen Diplexer am Ausgang des QSD, z.B. der Diplexer 1. Ordnung wie ihn IK1ODO einsetzt. Damit ist das BP-Filter nachgewiesenermaßen korrekt abgeschlossen. Für den TX fehlt dann nur noch ein ähnlicher Diplexer am Eingang um die LO Oberwellen abzuschließen und diese nicht nur am Eingangsbandpass zurück in den Mischer zu reflektieren.
Zitat
4. Wie kann die Abstrahlung von Störungen (Schalter-Spikes) minimiert werden ?
Durch einen balancierten QSD und einem Diplexer (TP-HP Kombination) am Eingang.
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5. Bringt die Verwendung von Diplexern als Ersatz für die normalen Sample Kondensatoren Vorteile ?
Die Sample-C's sind noch immer vorhanden jedoch im Diplexer "eingebunden". Kommt auch darauf an welcher Typ von Diplexer eingesetzt wird.
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7. Wie kann das PolyphaseNetwork (NF Phasenschieber) auf bestmögliche Seitenbandunterdrückung optimiert werden?
Durch konsequente Ausmessung der Bauteile (C's und R's). Nur so läßt sich über die gesamte (!) NF Bandbreite eine konstante und hohe Seitenbandunterdrückung ereichen.
Zitat
8. Kann auch bei analoger Verarbeitung per Hardware ein automatischer Amplituden-und Phasenabgleich vorgenommen werden?
Die Schaltung aus EMRFD funktioniert sehr gut um Phasenfehler des LO's bzw. RF-Pfades und Pegelunterschiede auszugleichen, korrigiert aber nicht Fehler im NF Phasenschieber selber (z.B. durch zu zu hohe Bauteiltoleranzen). Automatisieren ließe sich dies durch einsetzen von elektronischen Potis (mit I2C Schnittstelle o.ä., bis 1-2MHz geeignet) für den Phasen und Pegeltrimmer. Damit ließe sich für jedes Band eine Korrektur im µC abspeichern sowie jederzeit ein Abgleich ohne Eingriff ins Gerät vornehmen, ganz ohne PC !
Zitat
9. Welche Art von Quadratur-LO Erzeugung ist für diese Art von RX das Optimum?
Meiner Meinung nach die üblichen SIN/COS DDS Bausteine wo die Phase für jeden Kanal per µC getrennt einstellbar/speicherbar ist.
Zitat
12. Wie sollte der Preselector ausgelegt sein? Welchen Anforderungen soll er genügen?
Der Preselektor muß den Empfang auf den ungeraden LO Oberwellen (für balancierte QSD) verhindern. An diesen Stellen ist der Empfang nur 10-20dB schlechter wie auf der Grundwelle. Ist in etwa so wie das Verhindern von Spiegelfrequenzen bei Superhets. Eine Weitabselektion von min. 80dB sollte durch die Kombination TX-Tiefpass + RX Bandpass sichergestellt werden.
Zitat
13. Dämpfungsglied und Vorverstärker sollen den Dynamikbereich erweitern. Welche Anforderungen soll der Vorverstärker erfüllen?
Eine Dämpfung/Verstärkung in 6dB Schritten erscheint sinvoll. -18dB, -12dB, -6dB, 0bB, +6dB ... erleichtern auch die Umrechnung für das S-Meter. Als Vorverstärkung ein sehr rauscharmer balancierter (für hohen IP2) 6dB VV mit hoher Rückwärtsisolation (S12) ist absolut ausreichend um bei Bedarf den Rauschflur auf den höheren Bändern zu optimeren!
Zitat
17. Wie kann der hohe Dynamikumfang bestmöglich hardwaremäßig (AGC) geregelt werden?
Durch verteilte HF und AF Regelung. Am Antenneneingang ein verzögerter 40dB PIN-Diodenregler mit hohem IP3 (hier wird jedoch ein schmalbandiger Preselektor nötig) und weitere 50dB in der Audiostufe. Zusätzlich noch die manuellen Dämpfungsglieder um unterm Strich 110dB Regelumfang zu bekommen.
Hallo Klaus,
ich empfehle Dir einen VCO in "double tank" Ausführung wie z.B. im AOR7030:
AOR7030 Freqency Synthesizer
Ferner wird im CDG2000 TRX dieser VCO-Typ mit sehr guten Betriebsdaten eingesetzt:
http://www.warc.org.uk/cdg2000/synth/synth.htm
Noch ein Artikel aus der Radcom zu solchen VHF-VCO's hier:
Double Tank Low Noise VCO (Radcom 07-94)
Ein Hybrid Frequenz-Synthesizer für 75-105MHz findet man in diesem Artikel von KA2WEU (QST 03-95):
A High Performance Hybrid Frequency Synthesizer
Ein digitaler "Fractional-N" Synthesizer nach UR3IQO für den VHF Bereich (mit Teiler für den HF Bereich) gibt's hier (QEX 03-03):
An All Digital Fractional-N Synthesizer
Zum Schluß noch einen ziemlich abgleichfreien Hybrid-Synthesizer mit breitbandigem Fertig-UHF-VCO und Teilung auf der Endfrequenz (70-100MHz) für verbessertes Phasenrauschen nach KW7CD (QEX 03-01):
Beyond Fractional-N
Alle VCO sind Leiterplattenvarianten und in der von Dir gewünschten Hybrid Ausführung (DDS-PLL).
