Posts by DK3IT

Danke!

Zu Verlängerungsspule vs. Dachkapazität: Der Strahler ist an einem superleichten 5m-Mast (Stipprute). Eine Dachkapazität wäre sicher nett, mir fällt aber keine Konstruktion ein, die einfach und robust ist, auf einem Gipfel bei Sturm an der Spitze eine filigranen Stipprute diese nicht zum Brechen bringt etc.

Dieses Design: https://www.thingiverse.com/thing:2450117

funktioniert relativ gut - vielleicht 50 % der Performance einer Inverted Vee mit Traps und grob 1/4 Lambda auf jeder Seite. Sie ist aber relativ empfindlich in der Abstimmung.

Danke!

Hi,

welche Art von Kondensatoren ist ideal für den Aufbau eines einfachen CL-Gliedes zur Anpassung einer zu kurzen Mobilantenne für QRP-Betrieb?

Ich brauche ca. 100 - 3300 pF Festkapazitäten, die ggfls. parallel zu einem Drehko geschaltet werden.

Silver Mica 500V scheinen mir im Moment die beste Wahl, gibt es andere Tipps? SMD bis 0605 wäre kein Problem.

73 de Martin, DK3IT

Hi,

ich konstruiere gerade eine SOTA-optimierte Vertikalantenne, die zunächst von den Constraints in mechanischer Hinsicht und von der optimalen Geschwindigkeit zum Aufbau bestimmt wird. Der Mast ist ca. 5m lang. Im Prinzip ist es eine Art Up-and-Outer mit einem vertikalen Strahler von ca. 4.8m und einem ebenso langen einzelnen Radial, das nicht immer optimal und schon gar nicht abgestimmt ausgebracht werden kann.

Der Strahler ist also etwa 0,12 Lambda lang. Die Antenne muss für 7.031 MHz und sollte für 10.118 und 14.060 MHz anpass-/nutzbar sein.

Die Constraints und der Ansatz sind gegeben. Abstrahlverhalten und Effizienz sind erstmal egal, diese werden dann experimentell ermittelt. Mit Vorversionen (siehe https://www.thingiverse.com/thing:2808309) hat das Prinzip auch erstaunlich gut funktioniert.

Die Antenne wird idR mit einem Automatiktuner (Elecraft T1) angepasst, weil sich die Fußpunktimpedanz immer recht spürbar ändert, je nach Berg/Untergrund /(Fels, Schnee, trocken, nass...), Ausbringung etc.

Nun möchte ich die Anpassung für 40m optimieren, indem ich ein LC-Glied vorschalte und/oder eine Verlängerungsspule in den Strahler einbaue.

Bevor ich damit aber anfange, muss ich ein ungefähres Verständnis der "rohen" Fußpunktimpedanz der Antenne bzw. des Bereiches haben, mit dem ich rechnen muss.

Dazu habe ich gestern am Fußpunkt meinen MiniVNA Tiny direkt dort angeschlossen und ein paar Messungen für 7.031 MHz gemacht:

R = ca. 0

X = ca. -500 bis -600 Ohm

Phasenverschiebung: ca. -9.5 bis -11.5°

Für eine Vertikalantenne mit gleicher Strahlerlänge erhalte ich rechnerisch

R = 5.44 Ohm

X = - 740 Ohm

Von der Größenordnung her passt das X, nur der Realteil mit 0 Ohm scheint mir ein Meßfehler meines Setups zu sein.

Wie könnte ich zu einer genaueren Messung kommen? Was muss ich bei der Messung der Fußpunktimpedanz einer sehr niederohmigen, zu kurzen Antenne beachten?

Es geht übrigens nicht um einen exakten Wert; ich muss nur die erforderlichen Wertebereiche für L und C des LC-Gliedes kennen.

Sonstige Tipps sind natürlich auch sehr willkommen :-).

Danke im voraus!

73 de Martin, DK3IT

Hallo,
Dank der Mithilfe in beiden Foren habe ich jetzt meiner Meinung nach die Lösung:

https://www.mikrocontroller.net/topic/436024#5162304

Vielen Dank für Eure Unterstützung!

73 de Martin, DK3IT

Ich habe die Hilfedatei zum Mini-Ringkern-Rechner gefunden, und dort stehen die gesuchten Formeln drin, sowohl für die Berechnungen des maximalen magnetischen Flusses (wobei dort Vrms * SQRT(2) verwendet wird), als auch eine detaillierte Erklärung der Kernverluste.

Zusammen mit den Informationen über die Kerngeometrie müsste ich das jetzt hinbekommen.

Das PDF befindet sich in dieser ZIP-Datei:

http://www.dl0hst.de/dateien/software/minirk13_install.zip

Man muss das resultierende Windows-Programm entweder installieren oder mit einem geeigneten Entpacker die .CAB-Datei entpacken; darin ist dann das PDF.

Jetzt fehlen mir noch die Materialskonstanten für das Material 43, ggfls. kann man das aber einfach über die Verhältnisse der Geometrien mit bekannten Kernen lösen.

Martin

Hallo,
ich denke, ich weiß jetzt, wie man den tatsächlichen Sättigungsstrom experimentell bestimmen kann:

Man baut eine Schaltung wie diese hier:

http://www.dgkelectronics.com/…aturation-current-tester/

Im Prinzip ein FET, der von einem Signalgenerator angesteuert wird und die Induktivität mit einer DC-Quelle/Labornetzteil verbindet. Gegen Masse einen kleinen, ausreichend dimensionierten Shunt (z.B. 100 mOhm).

Den einen Pin des Shunts legt man an ein Oszilloskop

Dann erhöht man bei der gewünschten unteren Arbeitsfrequenz (3.5 oder 7 MHz für 80 oder 40m) schrittweise die Spannung am Labornetzteil, bis der Strom schlagartig ansteigt. Das kann man ggfls. auch programmgesteuert machen.

Die Spannung am Schaltnetzteil ist dann die Spitzenspannung.

Aus diesen Werten kann man dann den Sättigungsstrom der fertigen Spule berechnen - und natürlich auch, wie sich die Induktivität mit Frequenz und Strom verändert.

Am Labornetzteil müsste man noch eine Strombegrenzung einstellen, die kleiner als der Strom ist, den der Transistor überlebt.

Martin

Ich habe natürlich einen Denkfehler gemacht: Bei gleichbleibender RF-Spannung vom Transceiver hängt der Strom, der durch die Primärwindung des Spannungstransformators fließt, nicht von der parallel geschalteten Last ab, sondern nur von der Frequenz und der Reaktanz der Primärwindung.

Auf einem BN43-2404 zeigt mein LCR-Messgerät bei 9 Windungen übrigens 80 uH an, das sind etwa 20 % weniger als im Datenblatt; bei meiner Wicklungstechnik ist aber auch nur ein Teil des Drahtes innerhalb des Doppellochkerns.

Mit 80 uH fließen durch diese Spule dann die folgenden Ströme.

Voltage RMS: 15.81 V
Frequency Current in Coil Power in Coil (U**2 / X)
3 MHz: 8.987 mA 0.1421 W
7 MHz: 4.494 mA 0.0711 W
10 MHz: 3.146 mA 0.0497 W
14 MHz: 2.247 mA 0.0355 W
18 MHz: 1.748 mA 0.0276 W
21 MHz: 1.498 mA 0.0237 W

Da sieht auf den ersten Blick nach nicht sehr viel aus.
Martin

Hallo,

inzwischen bin ich wieder etwas weitergekommen.

1. Mir leuchtet inzwischen ein, dass die Länge des Kerns in der Formel für die Flussdichte nicht vorkommt, weil ein längerer / höherer Kern ja auch von einem längeren Leiter durchflossen wird. Für die Sättigung sollte es also nur auf die Querschnittsfläche, nicht auf die Länge ankommen. BN43-202 ist dann zu BN43-302 und BN43-1502 äquivalent.

2. Ein längerer/höherer Kern erwärmt sich aber weniger durch Verluste im Kern.

3. Wenn man die Formel aus http://www.robkalmeijer.nl/tec…l/1985/page496/index.html anwendet:

def peak_flux_density(v,f,n,ac):
    '''Returns the flux density
    v - rms voltage in volt
    f - frequency in Hz
    n - turns
    ac - torroid area in cm**2'''
    b = (v * 10**8)/(4.44*f*n*ac)
    return b

erhält man den beigefügten Verlauf für beide Kerne.

4. Nun ist aber die Frage, welcher Flux für das Material 43 noch zulässig ist. Im Fair-Rite-Datenblatt ist die Permeabilität für B > 10 G (= 1 mT) spezifiziert. Der Mini-Ringkernrechner nennt 5.7 mT als Obergrenze (= 57 Gauss).

Wenn man die Grenze von 10 G zugrundelegt, ist der BN43-2402 nur bis etwa 0.7 W geeignet ist und geräte danach in die Sättigung.
Die Obergrenze von 5.7 mT erreicht keiner der Kerne mit 5 W bei 7 MHz.

5. Die Fragen und Probleme hören hier aber nicht auf

a) Wenn man einen Doppellochkern als Stockton-Koppler nutzt, spielt die Geometrie vermutlich eine Rolle; die Primärwicklung des Spannungstransformators nutzt ja nur die eine Hälfte; die höchste Fluxdichte dürfte dort an der Außenseite des Kerns liegen. Es könnte sein, dass der Kern hier nur so belastbar ist, wie ein einfacher Ringkern mit diesem Außendurchmesser und Innendurchmesser. Die für die Berechnung zu nutzende Fläche wäre dann drastisch kleiner.
Hier gerät man ziemlich sicher in Bereiche, die analytisch sehr kompliziert werden.

Ich habe trotzdem mal hilfsweise gerechnet, wenn der Spannungstransformator nur auf einer einzelnen Ferrithülse mit den Maßen des BN43-2402 gewickelt wäre (Außendurchmesser 4.2, Innendurchmesser 1.7mm). Dann erreicht man 1 mT bei 10 mW und 5.7 mT bei ca. 3.1 W.

Die Wahrheit liegt vermutlich zwischen diesen Extremen.

b) Im Stockton-Koppler ist der Spannungstransformator parallel zur Last geschaltet. Zwar liegt an diesem dieselbe Effektivspannung an, die Ströme teilen sich aber zwischen Last und Spannungstransformator nach dem Verhältnis ihrer Impedanz bei der gegebenen Arbeitsfrequenz auf. Die Formel oben berücksichtigt das aber nicht und stellt nur die Situation bei fehlender Last dar.

c) Bei einer Fehlanpassung kommen zum Effektivwert vom Transceiver noch Spannunggwerte aus den Reflexionen hinzu. Da ich ein maximales SWR von 1:2 annehme, kann man diese aber beziffern.

Also: Neue Erkenntnisse, neue Fragen

Man sieht aber: Das Problem der minimalen Kerngröße ist absolut nicht-trivial.

73 de Martin, DK3IT

Es gibt übrigens auch noch einen kürzeren Kern aus derselben Serie:

Bei Amidon heißt er BN-43-1502,

http://toroids.info/BN-43-1502.php

bei FairRite 2843001502,

http://www.mouser.com/ds/2/150/2843001502-474308.pdf

Da wäre auch noch eine Alternative zum BN43-2402.

Noch immer möchte ich den kleinsten Kern nutzen, der mit etwas Puffer nicht in die Sättigung gerät und das am liebsten rechnen und nicht über die Erwärmung in der Applikation abschätzen. Wer weiß, wie das geht?

Die Geometrie der Kerne habe ich.

Martin

Hallo,

Elecraft hat/hatte übrigens ein Wattmeter W1 im Programm, das angeblich bis 140W geeignet ist und einen Stockton-Koppler auf einem Doppelloch-Kern verwendet, der meiner Vermutung nach ein BN43-302 von Amidon/FairRite ist

http://www.elecraft.com/manual/W1_Power_Meter_Rev_D.pdf

Er ist ähnlich dem BN43-202, nur ca. 4 mm kürzer.

Das wäre für mein Projekt noch eine Alternative.

Erstaunlich finde ich allerdings, dass Elecraft dieses Design bis 140W spezifiziert.

Martin

Hallo Uwe,
vielen Dank für Dein klares Beispiel und sorry für meine kryptischen Formeln, die ich aus einem Textentwurf herauskopiert hatte.

Zur HF-Spannung bei Fehlanpassung: Bis Du sicher, dass ein normaler Transceiver bei einer Last von 200 R überhaupt noch 5 W liefern kann? Also, ich meine natürlich einen ohne automatischen Antennentuner. Wenn man meine Schaltung an einem KX2/KX3 an den Ausgang nach dem ATU anschließen würde, hat man natürlich ein Problem. Aber wenn ich jetzt eine einfache Endstufe wie in einem Mountain Topper, Rockmite oder was auch sonst habe, wird dann nicht der Spannungsabfall an einer hochohmigen Fehlanpassung maximal gleich bleiben?

Nach Deiner Rechnung müssten am Antennenausgang eines Transceivers ja 316 V herauskommen, wenn man statt einer Antenne einen 10k-Widerstand anschließt - wohlgemerkt ohne Impedanzwandler.

Und die Widerstände, an denen beim Stockton-Koppler die gemessenen Spannungen für FWD und REF anfallen, bleiben ja fest auf 50 R. Was sich ändert ist

a) der Strom, der durch die Primärwicklung des Stromtransformators fließt und
b) die Spannung, die an der Primärwicklung des Spannungstransformators anliegt Korrektur: Diese Spannung hängt eigentlich nur von der Sendeleistung ab, weil sich der Tx ja nicht automatisch an eine andere Impedanz anpasst,

Mein Link oben war übrigens falsch, korrekt ist:

https://dl6gl.de/amateurfunk/s…ektur-der-diodenkennlinie

Daran habe ich mich gehalten. Bisher scheint mit auch sehr nachvollziehbar, wie DL6GL das rechnet. Bei 1:9 komme ich auf eine Auskoppeldämpfung vn 20*LOG(1/N) = -19.1 dB. 19.1 dB.

Martin

Quote from DC5PI

a) wenn ich mich richtig erinnere ist es doch das Volumen des Kern für die Kernsättigung ausschlaggebend, also cm³.

Ja, deshalb wundert mich ja auch, dass in der Formel aus

http://www.robkalmeijer.nl/tec…l/1985/page496/index.html
http://www.robkalmeijer.nl/tec…-dl/1985/page496/eq01.jpg

nur die Querschnittsfläche des Kerns vorkommt - dann würde es aber keinen Sinn machen, Ringkerne zu stapeln, um die Belastbarkeit zu steigern

Quote from DC5PI

d) immer "rein" und wieder "raus" sagt etwas aus. Sorry für den Reim.

Ich gehe auch davon aus, dass dieser Wert von der Reichelt-Webseite für eine Windung durch beide Bohrungen gilt, aber das läßt sich leicht messen. Auch PA7MAA hatte hier mal eine Diskussion mit anderen, wie das zu zählen sei:

http://pa-11019.blogspot.de/20…tenna-for-40-10m-qrp.html
vs.
http://owenduffy.net/blog/?p=9581&

Quote from DC5PI

e) warum 9 Wdg.?
Damit ist dann die Stromauskopplung 1/9 des Eingangsstroms im Spannungs- und Strommesszweig.
Somit ist die Auskoppeldämpfung a = -20 * log(1/n) = 15,6dB ; n = 9, R = 50Ohm

Ich verwende einen ATTiny85 zur Messung, der eine interne Referenzspannung von 2.56V anbietet.
Also versuche ich, dass die FWD- und REF-Spannungen gleichgerichtet und geglättet bei 5 W bei ca. 2.5 V liegen.

Die Berechnung habe ich nach https://dl6gl.de/amateurfunk/s…ektur-der-diodenkennlinie vorgenommen:

Ipeak = SQRT((2*Peff)/Rlast)

Beispiel 10 W = SQR(20/50)= 0,64A
Beispiel 5 W = SQR(10/50) = 0,45A

FWDpeak = R1 / N*√(2*P/RL)
REVpeak = 1/N * √(2*P*RL)

Wichtig ist, dass ich hier mit der Spitzenspannung arbeite und nicht mit Urms, weil ja der Spitzenwert am Eingang des ATTiny landet (je nach Details des Detektors).

So komme ich auf 1:9 als das Windungsverhältnis, mit dem ich den ADC-Bereich am besten ausnutze.

Quote from DC5PI

f) so ein Ringkern hat keine konstante Induktivität, man findet 20% Toleranz in den Datenblättern und diese Schwankt auch noch mit f und Temp.

Dazu gibt es übrigens vom Hersteller ein Statement, in dem er sagt, dass das Material 43 nicht hinsichtlich der Induktivität qualitätskontrolliert wird.

Quote from DC5PI

Den Mini-Ringkernrechner hatte ich aufgeführt, da man mit den gelisteten FTxy-43 Ferritkernen ein Vergleich über das Volumen mit dem BN43-202 anstellen kann.

Danke, das sehe ich. Aber dazu bräuchte ich immer noch einen rechnerischen Ansatz, um die Sättigung
- in einem Doppellochkern,
- der als Stockton-Richtkoppler genutzt wird
- aus obigen Angaben
zu bestimmen.

Ich werde jetzt erstmal meine Hausaufgaben machen, also

- die tatsächlichen Induktivitäten der Wicklungen am realen Kern messen
und
- schauen, ob sich der Kern bei 2.5 oder 5 W merklich erwärmt.

In der Zwischenzeit freue ich mich immer noch über Tipps.

Der T1 verwendet aber eben T37-43 für bis zu 20W, das Norcal-SWR/Power-Meter einen BN43-202 (mit einem Verhältnis von 1:10) für bis zu 10 Watt:

http://www.norcalqrp.org/files/NorCal_Power_Meter_Rev_1D.pdf

und SM7UCZ berichtet, allerdings ohne besondere rechnerische oder experimentelle Analyse, dass bis 5 W auch der kleinere BN43-2402 genügen würden:

http://www.sm7ucz.se/Tuning_indicator/Tuning_indicator.htm

agn mni tnx fer info es support!

73 de Martin, DK3IT

Quote from dj5am

Wenn der Übertrager in die Sättigung geht, müsste sich doch die Ausgangsleistung vermindern.
z.B.:
Eingangsleistung: 1W => Ausgangsspannung an 50 Ohm 2V
Eingangsleistung: 2W => Ausgangsspannung an 50 Ohm 4V
Eingangsleistung: 3W => Ausgangsspannung an 50 Ohm 5V => Sättigung

Oder habe ich hier einen Denkfehler?

73
Steffen
DJ5AM

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Hallo Steffen,

danke - im Prinzip ja, aber: Die beiden Trafos im Stockton-Koppler erzeugen ja Kleinspannungen, die dem Strom und der Spannung an der / zu der Last entsprechen. Man kann also nicht einfach so messen, wie z.B. bei einem 1:9 Übertrager für eine endgespeiste Antenna (also zwei hintereinander schalten und Einfügedämpung messen).

Wenn der Kern bei einem Stockton-Richtkoppler in die Sättigung geht, passiert meinem Verständnis nach folgendes:

- Die Induktivität aller Wicklungen nimmt ab. Beim Stromtransformator spielt das im Primärkreis zunächst keine Rolle, die Einfügedämpfung würde hier vielleicht noch etwas kleiner.
- Das Transformationsverhältnis entspricht nicht mehr dem Wicklungsverhältnis, die Messung der Spannungen für FWD und REF wird also fehlerhaft und damit auch die VSWR.
- Die Primärwicklung des Spannungstransformators wird wegen der geringeren Induktivität durch die Sättigung erheblich niederohmiger (verhält sich also in Richtung einer baugleichen Luftspule). Da diese parallel zur Last liegt, wird das ein Problem, sobald die Impedanz dieser Spule deutlich kleiner wird als sagen wir mal 300 - 500 Ohm.

Der letzte Punkt ist das eigentliche Problem, weil dann plötzlich die Antennenleitung niederohmig gegen Masse kurzgeschlossen wird. Dann kommt nichts mehr an der Antenne an und der dünne Kupferdraht des Spannungstransformators wird durchbrennen, weil er für diese Stromstärken zu dünn ist. Wenn das passiert ist und die Endstufe das überlebt hat, ist wieder Ruhe

Für meine Schaltung bzw. die Grundfrage, bis zu welcher Leistung man einen BN43-2402-Kern für einen Stockton-Koppler mit 1:9 verwenden kann, gibt es damit folgende Probleme:

1. Der Punkt der Sättigung kommt bei Ferriten ziemlich plötzlich. Für ein zuverlässiges Design müsste man den Abstand zu dieser kritischen Kondition kennen.
2. Der Flux im Spannungstransformator hängt von der angeschlossenen Last ab. Bei einer Fehlanpassung größer als 50 Ohm steigt der Strom, der durch den Spannungstransformator fließt, an. Korrektur: Nein, der Strom hier hängt nur von RF-Spannung und Z ab.
3. Wegen der Streuungen beim Kernmaterial und bei der Wicklungstechnik kann es beim Nachbau Probleme geben, weil die Induktivtität geringer als berechnet ist.

Ich hoffe, ich habe das richtig verstanden.

Ob ich den Bn43-2402 verwenden kann, hängt also von folgenden Aspekten ab:

1. Welche Induktivität hat die Primärwicklung des Spannungstransformators mit 9 Wicklungen tatsächlich und wie streut dies?
2. Wird der Kern bei 5 W mit 50 Ohm Last merklich warm?

Eigentlich würde ich das ganze gerne aber immer noch rechnerisch lösen.

Ich kenne habe folgende Daten:

a) Querschnittsfläche des Kerns
- BN-XX.2402 21.494822 mm**2
- BN-XX-202 64.246348 mm**2
b) Länge des Kerns:
- BN-XX.2402 6.2 mm
- BN-XX.202 14.35 mm
c) Permeabilität: 800
d) Al-Wert (wobei noch nicht ganz klar, ob eine Windung durch beide oder nur durch ein Loch zählt): 1275
e) Wicklungsanzahl: 9
f) Induktivität rechnerisch und gemessen: gemessen ca. 80 uH
g) Leistung_max und daraus Vrms - 5 W -> 15 Vrms
h) Impedanz der Last 50 Ohm, anzunehmen zwischen 25 und 100 Ohm (*)
i) Strom, der durch die Primärwicklung des Spannungstransformators fließt
Ergibt sich aus dem Widerstandsverhältnis von Last und Impedanz der Induktivität und der Frequenz der Reaktanz der Wicklung und der RF-Spannung, siehe spätere Posts.

Max bei minimaler Frequenz (7 MHz) und hochohmiger Last bei SWR 1:2 -> 100 Ohm Impedanz der Last..

Der Ringkernrechner gibt als maximalen Fluß 5.7 mT für das Material 43 an, dazu habe ich aber keine Datenblattangaben gefunden.

(*) Zur Analogie mit dem T1-Tuner von Elecraft: Mein SWR-Indikator soll direkt an QRP-Transceivern angeschlossen werden, die i.d.R. keinen Schutz vor zu hohem SWR haben; deshalb kann man davon ausgehen, dass das SWR bei 5 W maximal 1:2 betragen wird. Das ist beim T1 natürlich anders: Wenn er eine ideale Kombination sucht, sind auch sehr hohe SWRs möglich, und je nach Transceiver wird man dazu 2.5 W oder mehr verwenden müssen, weil man gar nicht weiter herunterregeln kann.

Über jede Korrektur und vor allem Hinweise zu einem rechnerischen oder sauberen experimentellen Ansatz für meine Designentscheidung wäre ich sehr dankbar.

Eine Notlösung wäre es, einen Bruene-Koppler einzusetzen, der das Problem des Spannungstransformators nicht hat, so wie das beim MicroSWR gelöst wurde:

http://www.qrpproject.de/Media/pdf/MicroSWR.pdf

Aus Gründen der Genaugkeit wollte ich aber eher einen Stockton-Koppler versuchen.

mni tnx fer info es support!

73 de Martin, DK3IT

Hallo,
ich habe gerade gesehen, dass Elecraft beim T1-Tuner, an dessen SWR-Detektor ich mich angelehnt habe, ähnliche Probleme hatte:

Zunächst hatten sie für beide Transformatoren des Stockton-Kopplers FT37-Kerne eingesetzt. Beim Spannungstransformator hat sich das bei ungünstigen Anpassungen als zu klein erwiesen:

http://www.n5ese.com/t1_atu.htm

Daher haben sie eine Modifikation empfohlen, den zweiten Kern mit einem zusätzlichen FT37 zu verstärken.

Elecraft hat bestätigt, dass ihrer Ansicht nach eine Verstärkung des zweiten Kerns ausreicht:

http://www.n5ese.com/t1_atu_feedback.htm

und die Messung dadurch nicht wesentlich beeinträchtigt wird.

Man wird sehen, bis zu welcher Leistung ich hier mit dem BN43-2402 klarkomme, ob ich auf den BN43-202 wechseln muss, zwei getrennte Kerne verwende, oder eine andere Lösung finde.

Martin, DK3IT

Quote from DK3IT

Außerdem bin ich mir nicht ganz sicher, ob die Flux-Berechnung, die er verwendet, bei einem Richtkoppler wirklich passt.

Damit meine ich, dass das Magnetfeld im Kern ja vom Strom und nicht der Spannung abhängt, die Formeln für die Flussdichte, wie z.B. von

http://www.robkalmeijer.nl/tec…l/1985/page496/index.html

Urms* 10^8
B = ---------------
4.44 *f * N * Ac

aber nur von der Spannung abhängen. Bei einem Transformator, bei dem der gesamte Spannungsabfall an der Primärwicklung liegt, leuchtet mir das ein. Bei einem Stockton-Richtkoppler liegt die Primärwicklung des Stromtransformators (also die eine Windung) aber in Serie zur Lastimpedanz. Der Gesamtstrom hängt also von der Summe aus Induktivität der Primärwindung und der Last ab, und der Spannungsabfall an der Primärwicklung vom Verhältnis dieser beiden.

Deshalb vermute ich, dass der Ansatz, den der Mini-Ringkernrechner für die Flussdichte verwendet, hier nicht passt, lerne aber natürlich gerne hinzu.

Übrigens: Wenn man im Mini-Ringkernrechner berechnet, welcher Flux bei einer Windung durch einen FT82-43 bei 7 Mhz und 15 Vrms (5W) entsteht, sind das 19.6 mT bei erlaubten 5.7 mT für diesen Kern. Das leuchtet mir nicht ein und auch alle anderen Stockton-Beschreibungen verwenden weit kleinere Kerne für deutlich größere Leistungen.

Beim Spannungstranformator des Stockton-Kopplers, der parallel zur Last/Antenne liegt, sind wir uns einig. Gerade bei niedrigen Frequenzen könnte es hier ein Problem geben, das hat übrigens auch Owen Duffy am Original-Stockton-Paper kritisiert:

http://owenduffy.net/blog/?p=9150

Hier muss also die Induktivität groß genug sein, damit der größte Teil des Stroms über die Last fließt und nicht über den Kern. der Strom, der durch die Primärwicklung fließt, klein bleibt.

Ich werde als mal messen, welche Induktivität bei 9 Windungen auf einem BN43-2402 zusammenkommen.

5 W ohne Last würden den Kern wohl überfordern. Aber nur dann würde die Formel aus dem Mini-Ringkernrechner meinem Verständnis passen, weil die gesamte Leistung über die Primärwicklung des Spannungstransformators ginge. Korrektur: Das tut sie, allerdings ist Z so hoch, dass eben keine 5W bei der gegebenen RF-Spannung abfallen.

Auch bei Lasten mit einer sehr hohen Impedanz könnte es Probleme geben. Aber man stimmt bei einem QRP rig ja auch nicht mit 5 W ab. Korrektur: Für den Spannungstransformator ist das egal.

73 de Martin, DK3IT

Hallo Uwe,
nochmals danke!

Den Ringkernrechner habe ich, allerdings hilft er mir nicht weiter. Direkte Daten für Doppellochkerne kennt er leider nicht. Außerdem bin ich mir nicht ganz sicher, ob die Flux-Berechnung, die er verwendet, bei einem Richtkoppler wirklich passt. Ich habe mal die Flächen der BN-XX-2402 und BN-XX-202 berechnet; im Prinzip handelt es sich um zwei Halbkreise, ein Rechteck minus die beiden Löcher:

BN-XX.2402 21.494822 mm**2
BN-XX-202 64.246348 mm**2

Ich werde mich dem ganzen jetzt experimentell nähern, weil ich einen analytischen Ansatz bisher nicht gefunden habe.

Zumindest gibt es kommerzielle Richtkoppler, die mit deutlich kleineren Kernen bis 1.5 W belastbar sind, z.B. diesen hier:

https://cdn.macom.com/datasheets/MACP-011038.pdf

Martin

Hallo Uwe,
danke!

Quote from DC5PI

Hallo Martin,
wichtig sind u.a. auch die Induktivitäten der 1:N Wicklungen und somit Z L2 bei f_min.
Wie Du sicherlich gesehen hast liegt eine Induktivität parallel zur Antennenseite und bildet dort einen Lastwiderstand Z = Z antenne Z L2.

Ja - bei 9 Windungen und AL laut

http://toroids.info/BN-43-2402.php

von AL=1440 +/- 20 % / uH=(AL*Turns2)/1000

wären das 1440*81/1000= 116 uH

Ich vermute aber, dass dieser recht hohe AL-Wert mit einer Windung als Durchführung durch beide Löcher gemeint ist, wie man das bei einem HF-Trafo mit Doppellochkern normalerweise macht.

Ich werde das mal am lebenden Objekt messen.

Falls die Angabe allerdings stimmt, wären das bei 7 MHz etwa 5k Ohm, parallel zu 50 Ohm Lastimpedanz, die Gesamtimpedanz wären also 1/((1/50) + 1/5000)) = 49.5 Ohm, von den resultierenden

I = SQRT(P/R) = SQRT(5/49.5)= 317 mA bei 5 W

fließen dann mit I1 = Igesamt - I2
und
I2 / I1 = R1 / R2

=> I2 = R1/R2 * (Igesamt - I) = 1/100*317mA - 1/100*I2
=>
I2 = 3.17mA*100/101= 3.13 mA

durch L2.

Bei einer Fehlanpassung natürlich mehr, aber das wird nicht mit 5W stattfinden, sonst ist die Endstufe evtl. auch hin.

Bei offenem Abschluss (fehlende Antenne) wären es bei 7 MHz und 5 W

I = SQRT(P/R) = SQRT(5/5000)=31,7 mA immer noch U/Z = 15.8/5000 3.16 mA.

Aber wie gesagt, das macht auch der QRP-Tx vermutlich nicht gerne mit.

Stimmt das, oder habe ich das falsch verstanden?

Quote from DC5PI

Hallo Martin,

D.h. also, ich hatte mich über die (Strom-)Sättigung des Kerns für den BN43-202 bei N
= 10 Windungen entschieden.

Hast Du eventuell mehr Details, wie Du dies ermittelt hast?

Ich habe gelesen, dass ich sowohl die Sättigung als auch die Erwärmung beachten muss. Letzteres ist ja nicht so schwer, indem ich den gesamten Richtkoppler mit 50 Ohm abschließe und 5 W Dauerstrich gebe und die Erwärmung des Kerns messe / fühle.

Aber die Sättigung?

Martin

Hallo,

ich möchte einen kleinen Stockton-Richtkoppler für QRP bis 5 W CW auf einem Doppelloch-Ringkern realisieren (also beide Transformatoren auf demselben Kern), ähnlich wie das Steve Webber hier gezeigt hat:

http://kd1jv.qrpradio.com/butterfly/digiswr.HTM

Es gibt noch mehrere andere Baubeschreibungen, die das auf einem solchen Kern realisieren, und bei QRP scheint das trotz der fehlenden Trennung zwischen den beiden Transformatoren gut zu funktionieren.

Nun würde ich aber aus Platzgründen gerne den kleineren Amidon / FairRite Kern BN43-2402 statt BN43-202 verwenden.

SM7UCZ hat das auch schon gemacht:

http://www.sm7ucz.se/Tuning_indicator/Tuning_indicator.htm

Nun würde ich aber gerne entweder rechnerisch oder experimentell validieren, dass ich damit bei 5 W CW zurecht komme, ohne den Kern in die Sättigung zu bringen.

Der Stockton-Koppler hat jeweils ein Windungsverhältnis von 1:9.

Wie messe oder berechne ich das am besten? Ich muss nicht genau wissen, welche Leistung der Kern verträgt, sondern nur, ob ich den Koppler sicher mit 5 W CW verwenden kann und ggfls. in welchem Frequenzbereich (nur 80-10m relevant).

Für einfache Ringkerne gibt es ja einige Tools, aber für Doppellochkerne habe ich keine gefunden.

Das Datenblatt des Kerns ist hier:

http://www.mouser.com/ds/2/150/2843002402-474350.pdf

Die Schaltung meines Detektors füge ich bei.

Ich hatte als einfachen Praxistext gedacht, einen Draht durch ein Loch des Kerns zu stecken, auf der einen Seite mit 50 Ohm gegen Masse abzuschließen und auf der andere Seite 5W Dauerstrich zu geben und dann zu schauen, ob der Kern warm wird oder nicht.

Was ist der beste Weg?

Vielen Dank für Eure Tips!

73 de Martin, DK3IT

Danke für Eure vielen Hinweise!
73 de Martin, DK3IT