Hallo,
ich wusste gar nicht, dass CW so gefährlich ist. Dafür hat die Fifa gesorgt (t-online.de 6.07.2018).
Die Fifa hat während der WM bereits mehrere Disziplinarstrafen in unterschiedlicher Höhe ausgesprochen. WM-Gastgeber Russland musste wegen eines "diskriminierenden Banners" seiner Fans eine Geldbuße von 10.000 Schweizer Franken zahlen. Auf dem Plakat war die Zahl 88 zu sehen, die als Code für "Heil Hitler" steht.
73 Gerd, dm2cdb
Hallo,
hier eine Google-Übersetzung:
Über Kondensatoren:
Alle QRP Labs-Kits verwenden verlustarme Mehrschichtkeramik-NP0-Kondensatoren für alle Kapazitätswerte unter 5 nF. Dies umfasst alle LPF- und BPF-Kit-Kondensatoren für HF-Bänder. Diese Kondensatoren werden manchmal auch als C0G-, CC4- oder Klasse-I-Dielektriktypen bezeichnet.
Das allererste QRP Labs-Kit, das bei Dayton FDIM 2010 eingeführt wurde, war ein einfacher ATtiny13-gesteuerter FSKKC-Transmitter. Hunderte von Menschen bauten diese gerne und bedienten sie. Eine kleine Handvoll Kunden, die über VNA- oder Spektrumanalysator- / Trackinggeneratorgeräte verfügten, verbrachten einige Zeit damit, jedes Detail des Kits zu untersuchen, wie es ihnen Spaß machte. Diese LPFs waren verlustreich und es war, weil ich den billigsten herkömmlichen Typ von Keramikkondensator verwendet hatte. Ein OM nannte sie "geformten Schlamm"! Ich habe von meinem Fehler gelernt, und alle Kits seitdem haben den teureren NP0-Typ verwendet. Nun, wenn du jedes Mal 1000 kaufst, werden sie sowieso weniger teuer 
Über Induktoren:
QRP Labs verwendet Toroide von verschiedenen Lieferanten, manchmal Mikrometalle, manchmal Äquivalente, praktisch gesprochen je nach Verfügbarkeit. Chargen von jedem Lieferanten wurden von mir getestet und bestätigt, dass sie äquivalente Eigenschaften zu den spezifizierten Mikrometallen haben (innerhalb der Toleranz). Ich bin manchmal Tatsache, dass die alternativen Hersteller Toroide Mikrometalle auf ihrem Q übertreffen. Dies wurde auch von anderen Konstrukteuren verifiziert.
Die Leute sollten auch beachten, dass es eine Reihe von Induktivitäten eines Toroids mit n Windungen gibt, abhängig davon, wie fest die Windungen gewickelt sind und wie weit sie sich um den Kern herum erstrecken. Dieser Bereich ist ziemlich breit! Die theoretische Berechnung der Induktivität für eine gegebene Anzahl von Windungen (die auch in vielen Online-Toroid-Rechnerwerkzeugen zu finden ist), setzt eine gleichmäßige Verteilung der Windungen um den Kern voraus. In der Praxis hinterlässt jeder immer eine Lücke - tatsächlich sollten sie dies tun, da sonst zwischen den beiden Enden der Induktivität Kapazitäten vorhanden sein können, die ebenfalls die Filterleistung verändern. Aber ich habe festgestellt, dass viele Menschen dazu neigen, eine größere Lücke zu verlassen, als es notwendig oder wünschenswert ist. Quetschen der Windungen eines Toroids erhöht die Induktivität. Daher lässt ein größerer Spalt die Induktivität steigen. Tatsächlich führt JEDE Art von ungleichmäßiger Wicklung dazu, dass die Induktivität höher als erwartet ist!
Dieses Zitat stammt aus der Micrometals App-Notiz mit dem Titel "Eisenpulverkerne für hohe Q-Induktivitäten":
"Eine weitere Eigenschaft, die die Scheininduktivität beeinflusst, ist die Streuinduktivität. Die Streuinduktivität wirkt in Reihe mit der Selbstinduktivität der Spule. Dies ist ein Ergebnis von ungekoppeltem Flussmittel und
Besonders deutlich wird dies bei hochfrequenten Spulen mit niedriger Induktivität, insbesondere wenn die Windungen nicht gleichmäßig um den Kern herum verteilt sind. Hier ist ein Beispiel, wo ein T50-17 mit 10 Umdrehungen # 20 gewickelt wird (μ = 4). In Fällen wie diesen, in denen es möglich ist, die Positionierung der Windungen drastisch zu ändern, und die Permeabilität des Kernmaterials gering ist, werden sehr große Unterschiede gesehen. In Materialien mit höherer Permeabilität ist dieser Effekt viel geringer. In einer Reihe von Anwendungen werden Toroidspulen auf diese Weise abgestimmt.
Wenn die Anzahl der Drahtwindungen kleiner ist, ist der Einstellbereich daher größer. Auf jeden Fall scheint alles immer schlimmer zu werden, wenn man zu höheren Frequenzen aufsteigt. Ich glaube, das ist der Grund, warum wir auf 20m öfter von "Low-Power" -Problemen hören als von 40m.
Manche Menschen empfinden das Messen des Induktivitätswertes mit einem LC-Meter vor der Installation als hilfreich. Im Allgemeinen stimme ich dem zu. Aber selbst dann ist Vorsicht geboten, da in vielen Fällen die Genauigkeit dieser LC-Meter unbekannt oder verdächtig ist; und einige Leute sagen, dass die Messung der Induktivität bei viel niedrigeren Frequenzen als in der Anwendung verwendet wird, gibt auch ein anderes Ergebnis (ich bin mir nicht sicher, wie wahr das ist).
Die Erwärmung von Komponenten kann auftreten, wenn der Tiefpassfilter eine Dämpfung bei der Betriebsfrequenz aufweist. Es ist eine Vereinfachung zu sagen, dass, wenn der PA 5 W Leistung erzeugt, und wenn nur 3 W das andere Ende des LPF herauskommen, 2 W im Filter verloren gegangen sind - und diese 2 W müssen in die Erwärmung der Komponenten fließen! Dennoch hat die Vereinfachung eine gewisse Gültigkeit. Und da die Kondensatoren klein sind, kann ihre Temperatur, wenn sie Leistung abgeben, schnell ansteigen (mit anderen Worten, es ist nicht viel Verlustleistung erforderlich, um die Temperatur signifikant zu erhöhen).
Die Ausgangsleistung des QCX ist abhängig von der Versorgungsspannung. Diese einfache Tatsache wird oft von Konstrukteuren übersehen. 2.5 oder 3W bei 12V Versorgung zu bekommen ist normal. Um 5W Ausgang zu erhalten, benötigen Sie 15 oder 16V. Das habe ich auch hier auf meinem QCX gefunden. Die Leistungsabgabe der drei BS170 ist etwas geringer als das Maximum, das möglich wäre; Dies liegt daran, dass an der Schottky-Diode 1N5819, die zum Verpolschutz des Funkgeräts an seinem Stromversorgungsstecker verwendet wird, ein geringer Spannungsabfall auftritt. und ein wenig mehr Spannung ist in dem Schlüsselformungstransistor verloren. Diese beiden Merkmale (Verpolungsschutz und CW-Hüllkurvenformung) sind sehr wichtig, daher lohnt sich der geringe Leistungsverlust.
Es ist auch der Fall, dass viele Konstrukteure den Unterschied nicht schätzen, den 1W Leistung macht (zum Beispiel, ob sie 4W oder 5W verwenden) ist eher kleiner als es aussieht, wenn man es in dBm betrachtet, was wirklich wichtig ist . Oder äquivalent in S-Punkten.
Schließlich ist die Messung der Leistung selbst schwierig genau durchzuführen. Um eine genaue Leistungsmessung zu erhalten, muss in eine bekannte gute 50-Ohm-Dummy-Last übertragen werden. Viele Leistungsmesser haben Genauigkeitsgrenzen. Normalerweise führt ein kleiner Unterschied in der Peak- oder RMS-Spannungsmessung zu einer größeren Differenz der berechneten Leistung (da die Spannung in der Formel quadriert ist). Also werden alle Ungenauigkeiten multipliziert.
Es gibt Leute, die ihren QCX bauen und einstecken und 5W bei 12V messen und sind sehr glücklich darüber. Ich persönlich finde die hohe Leistung bei 12V eher unwahrscheinlich. Dann gibt es andere Leute, die weniger messen.
Der einfachste Weg, damit umzugehen, für Leute, die denken, dass sie weniger Energie haben, als sie erwarten, aber nicht die Mittel, um detaillierte Messungen zu machen, ist, nur eine Umdrehung oder zwei von den Induktivitäten L1, L2, L3 zu entfernen.
All dies ist eine theoretische Erklärung und eine Beschreibung der Qualität der Komponenten, die in den QRP Labs Kits verwendet werden. Nichts davon beseitigt jedoch die Möglichkeit, dass eine bestimmte Komponente sich drastisch außerhalb der Toleranz befindet; oder Fehler oder die Möglichkeit eines Lieferantenfehlers usw. In diesen Fällen müsste ich eine weitere Untersuchung durchführen, wenn ein weit verbreitetes Problem vorliegt. Aber ich glaube nicht, dass es ein weit verbreitetes Problem gibt, von allem, was ich bisher gehört habe.
73 Hans G0UPL
http://qrp-labs.com'][url='http://qrp-labs.com/']http://qrp-labs.com [/ url]
Ich hoffe, damit kommen alle OMs klar. Ein wichtiger Punkt ist auch die zulässige Betriebsspannung der NPO-Kondensatoren, da die üblichen 50V Typen hier hart an ihrer Grenze betrieben werden. Es sollten also schon 100V Typen sein.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Peter,
besten Dank für die offizielle Bestätigung meiner Vermutung, dass es mit der Schaltung Ausstrahlungsprobleme geben kann. Dies dürfte aber auf fast alle Schaltungen nach diesem Wirkungsprinzip zutreffen. Der Einsatz eines Vorverstärkers ist aber auch nicht ohne, da er hinter der Selektion eingefügt werden muss, da sonst der Verstärker IM-Probleme verursacht. Ich würde erst einmal in die Leitungen zwischen Bandfilter und Mischer je einen Widerstand 47-68 Ohm einfügen und nochmals nachmessen. Vielleicht reicht da schon, um den Oszillatorpegel so weit zu senken, dass die Norm eingehalten wird und der RX trotzdem noch empfindlich genug ist.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Heribert,
Dein Hinweis auf einen Vorverstärker ist auf jeden Fall die richtige Richtung. Es sollte aber kein Norton-Verstärker sein, da dieser auch gut rückwärts überträgt. Am besten sollte ein FET-Verstärker in Gateschaltung verwendet werden.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo,
hat schon mal jemand die HF-Spannung des RX an der Antennenbuchse gemessen? Bei etwa 3 V HF im IC dürfte doch einiges in Richtung Antenne marschieren, zumal das Bandfilter auf die gleiche Frequenz abgeglichen ist. Es gibt halt nichts ohne Probleme.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Peter,
am Ausgang des OPV liegt doch die halbe Betriebsspannung. Über einen Spannungsteiler solltest Du den Arbeitspunkt so einstellen, dass die LED schwach leuchtet. Die NF koppelst Du über eine C aus. Zwischen Germanium und Schottky-Diode besteht bezüglich der Schwellspannung kaum ein Unterschied, die Schottky-Diode hat aber einen höheren Sperrstrom. Dann solltest Du die gleichgerichtete Spannung mit der Arbeitspunktspannung überlagern,, aber so, das die LED-Spannung zunimmt. Wenn das nicht klappt, schalte den FET-Koppler vor den letzten OPV.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Hajo,
besten Dank für den Tipp. Es war sehr interessant zu sehen, wie die Maschine bedient wird.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Peter,
da haben wir leider parallel geantwortet. Als Rauschquelle habe ich R37 gesehen. Wenn dieser 300 MOhm hat, hast Du einen prima Rauschgenerator. Übrigens sind wir inzwischen fast bei dem Ausgangsvorschlag angekommen. Der mögliche Regelumfang mit meinen Werten beträgt ca 50 dB.
Hallo DF2OK,
das Problem bei LED und Fotowiderstand sehe ich bei der Reproduzierbarkeit der Funktion, da beide Bauelemente größere Toleranzen haben. Das ist der H11F1M um Längen besser.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Walter,
beim invertierenden OPV wird die Verstärkung durch das Verhältnis R38 (128 kOhm) zu R37 (1 kOhm) bestimmt, beträgt also im konkreten Fall 128. Ersetzen wir nun R37 durch den FET-Optokoppler, der den Widerstandbereich 200 Ohm bis 300 MOhm überstreicht, so bekommem wir einen Verstärkungbereich von 635 bis 0,0004. Dabei ist die hohe Verstärkung bei einem hohen Strom=hoher NF-Pegel, also genau verkehrt herum. Ersetzen wir nun R38 durch den FET-Optokoppler, so bekommen wir bei 200 Ohm eine Verstärkung von 0,2 und bei 300 MOhm eine von 300000. Durch Parallelschaltung eines Widerstandes zum FET kann man nun der gewünschten Verstärkungsbereich einstellen. Im Beispiel sollte also der R 38 (128 kOhm) in der Schaltung bleiben und der FET parallel geschaltet werden. Wir erhalten also einen Verstärkungsbereich von 128 bis 0,2, dessen unteren Bereich wir über die maximale NF-Spannung=LED-Strom einstellen können. ich hoffe, nun ist alles klar. Übrigens nimmt das Rauschen bei hohem Widerstand R37 stark zu, deshalb ist die Schaltung aus dem Datenblatt nicht unbedingt empfehlenswert.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Peter,
das Bauelement kenne ich bereits aus den achziger Jahren, weil ich mich in Dresden zwei Jahre lang mit elektronischen Pegelstellern beschäftigen durfte. Es gibt natürlich auch analoge und digitale Pegelsteller-IC für diesen Zweck. Der FET-Optokoppler erfordert aber den kleinsten Aufwand. Ich habe übrigens heute meine 27 MHz TCXO erhalten. (Größe 3x5 mm). Es dürfte kein Problem sein, einen anstelle des Quarzes einzulöten. Es sind ja nur 3 Anschüsse, Masse, 3,3 V und HF-Ausgang. Der PSK31-Sender macht mir da viel mehr Kopfschmerzen, denn die einzelnen Baugruppen sind zwar auf der Platine, aber in einer verkehrten Reihenfolge. Vielleicht kann ich bei Hans ja eine Leerplatine kaufen, dann ist der Schaden nicht so groß.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Peter,
als Optokoppler bietet sich der FET-Optokoppler H11F1M von Fairchild (jetzt ON-Semiconductor) an, der Werte von 200 Ohm bis 300 MOhm bei 1 MHz Grenzfrequenz erreicht. Die 200 Ohm werden bei 16 mA erreicht. Im I-Net gibt es ein Datenblatt mit Schaltungsvorschlägen. Da der Verstärker zweistufig ist, kannst Du ja auch die erste Stufe regelt. Ich hoffe, die 7,5 kV Spannungsfestigkeit reichen Dir. Der Optokoppler steckt in einem 6 poligen DIL-Gehäuse.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo,
hier eine erprobte Audio-AGC-Schaltung.
Schematic of an AGC used in the analog telephone network; the feedback from output level to gain
is effected via a Vactrol resistive opto-isolator.
East of Borschov (talk) 08:57, 16 November 2010 (UTC). Drawn in Proteus v.4, underlying schematic
is PD. - Own work
Basic +20dB, automatic gain control cell - as used in 1970s telephone networks. Adapted from A.
V. Yushin (1998, in Russian).
Note that capacitor values are chosen to narrow passband to telephony standard; hi-fi passband would need
at least 100nF values for both C1, C2.
Eine Automatische Verstärkungsregelung setzt ein Stellglied voraus, dessen Spannungsübertragungsfaktor mit einer Gleichspannung (der Regelspannung) gesteuert werden kann. Die Regelspannung wird bei analoger Schaltungstechnik durch Gleichrichten der Signalspannung und anschließendes Glätten mit einem Tiefpass gewonnen. Die Reaktionszeit ist von der Dimensionierung des Tiefpassfilters abhängig. Bei digitalen Empfangsgeräten wie dem Software Defined Radio wird das Steuersignal für die AGC üblicherweise digital als das Quadrat des Scheitelfaktors, bezeichnet als englisch Peak-to-average ratio (PAPR), gewonnen.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Peter,
besten Dank für die schnelle Fertigstellung der Übersetzung und meiner Wunschliste. Das ging ja auch schneller als das Lesen und verstehen des QCX. Wie es aussieht, werde ich zwei Platinen brauchen, eine für den RX und eine zweite für den TX, da hier doch einiges neu gestrickt werden muss. Den TCXO benötige ich für PSK31. Die Frequenzkorrektur per Software verändert nicht die Frequenzstabilität und GPS ist leider nur in der Natur zu empfangen.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Peter,
besten Dank für die Bereitschaft, die Seiten zu nummerieren. Dies ist wichtig, wenn man das Manual ausdruckt und die losen Seiten nach Gebrauch wieder einfügen muss. Die schwarzen Überschriften sind nur für Leute mit Laserdrucker ein Problem, da nicht jeder Drucker damit gut umgehen kann. Ich beschäftige mich z.Z. mit dem Ersatz des 27 MHz Quarzes durch einen TCXO, da ein OCXO, wie ihn Hans auch anbietet, einen viel zu hohen Stromverbrauch für den Portabel-Einsatz hat. Die Ergebnisse sind schon ganz gut, denn die Temperaturabweichung sinkt von 50-100 ppm auf 2,5 ppm im Bereich -40°C bis +85°C. Nun muss er nur noch bestellt werden. Weiter beschäftige ich mich mit dem Betrieb der PA mit PSK31, da ich ein entsprechendes US-Gerät habe und dies auch weiterhin nutzen möchte.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo Peter,
besten Dank für das Manual. Ich kann nachfühlen, was für Arbeit darin steckt, denn ich muss auch alles übersetzen, weil ich zu früh geboren wurde, hi.
Gestatte aber ein paar Hinweise. Es wäre schön, wenn die Seiten nummeriert wären und für den Druck per Laserdrucker die blauen Überschriften eingeschwärzt würden. Wenn Du das Manual als Worddatei hast, würde ich Dir diese Arbeit auch abnehmen.
73 de Gerd, dm2cdb
Hallo,
wer unbedingt einen digitalen Phasenschieber und CW-Filter verwenden will, sollte sich den folgenden Artikel im Funkamateur des leider verstorbenen OM Detlef Rohde DL7IY zu Gemüte führen. FA 2002 H9 S. 924-928 mit dem Titel "Digitales NF-Filter hohem Dynamikbereich". Die verwendeten IC sind zwar teilweise nur noch antiquarisch erhältlich, da der Hersteller nicht mehr existiert, es sollten sich aber Ersatztypen finden lassen. Das Filter gab es als Bausatz auch beim FA.
73 de Gerd, DM2CDB
Hallo Uli,
bei http://www.watterott.com/de/Ad…76230ca5959122c211f915abe gibt es das TI-IC mit Leiterplatte für 7,32 .
73 Gerd, DM2CDB
Hallo Mathias,
die Flex-1500 PA ist nur bis etwa 1W so linear, dass man eine PA nachschalten kann. Messe mal die Anpassung zwischen Treiber (Flex-1500) und PA. Hier gibt es auch oft Probleme.
73 Gerd DM2CDB
Hallo Markus,
Du brauchst Dich nicht entschuldigen, dass kann schon mal passieren, zumal Du die Original-Quelle nicht kanntest. Ich finde solche billigen Ideen immer toll und habe sie deshalb für die Nachwelt gerettet. Dazu gehört auch die DL-Antenne, fester Bestandteil der Funktechnik der US-Armee im WK II. Allerdings sind bei Deiner Antwort wohl wieder einige Praxiswarnlampen angegangen, also bremse Dich.
73 Gerd, DM2CDB
Hallo Markus,
ich habe mal meine Homepage angesehen, was ich denn dort vor etlicher Zeit geschrieben hatte, und musste feststellen, dass Ich dort kein Wort von SWR=2 geschrieben habe. Es ist nur ein Schaltungsentwurf für ein 3 dB Dämpfungsglied und ein Diagramm zur Darstellung von Ausgangs- zu Eingangs-SWR vorhanden. Dies kann man jederzeit auf http://www.dm2cdb.homepage.t-online.de/qrp-saver.htm nachlesen.
Der Hinweis auf SWR=2 stammt offensichtlich von Gerhard, DC4LO.
Der Hinweis auf die doppelten Dämpfung der rücklaufenden Welle zielt auf die Messung des SWR z.B. im FT-817, da dieser sonst bei Überschreitung des Grenzwertes die hinlaufende Welle, d.h. denTräger, herunterregelt. Im Anhang ist das Diagramm beigefügt. Ich hoffe, alle Klarheiten sind beseitigt.
73 Gerd, DM2CDB
