Beiträge von SWL-Stephan

*Thread ausbuddel*

Da mich dieses Thema auch gerade umtreibt: Schöne Zusammenfassung.

Zur Loop wäre noch anzumerken, daß diese bei Verwendung eines Rotors das Ausblenden lokaler Störungen erlaubt, was in der heutigen "gestörten" Welt von erheblichem Vorteil sein kann. Überhaupt hält ihre kleine Feldimpedanz Störer im Nahfeld (<lambda/10 Abstand) ganz gut in Schach. (Artikel von W8JI) Damit dürften auch die relativ gesehen kleinen Umgebungsverluste zusammenhängen (auch wenn man diese trotzdem auf gar keinen Fall außer Acht lassen darf, siehe Sicherheitsabstand - die australischen OMs empfehlen mindestens 1-2 Loop-Durchmesser bei Loops von ca. lambda/10 Umfang). Daß der mechanische Aufbau bei minimierten Verlusten nicht ganz ohne ist, ist allerdings wahr. Kann man sich z.B. bei VK4AMZ ansehen. Allein der Schmetterlingsdrehko zu 1000 pF / 15 kV... (Der hat IIRC eine kW-Endstufe in Betrieb, für 100 W tun's normalerweise 5 kV, bei 1 W dann 500 V.)

Was man im Hinblick auf die Störanfälligkeit vielleicht auch noch einmal extra hervorheben könnte: Antennentypen mit für die Funktion notwendigen Gleichtaktanteilen auf der Leitung sind hier denkbar ungünstig. Sie erlauben es nicht, im Gleichtakt eingefangene lokale Störungen durch Mantelwellendrosseln zu unterdrücken. Nützt ja auch nichts, wenn man gut rauskommt, aber nicht vernünftig hören kann ("Krokodil").

Der Einfluß der Erdung bei Betrieb einer Vertikal läßt sich übrigens leicht mittels eines portablen KW-Empfängers mit Teleskopantenne demonstrieren. Dieser hat im Batteriebetrieb eine denkbar lausige Erdverbindung - ein bißchen kapazitive Kopplung zum Untergrund mit mäßiger Leitfähigkeit. Verbindet man nun die Gerätemasse mit etwas HF-Erdungsähnlichem, gehen auf einmal auf den unteren Bändern richtig die Ohren auf. Das entspricht genau dem erwarteten Resultat, welches man durch Schaltungssimulation mit dem Ersatzschaltbild gewinnt.

73,
Stephan

Du willst Endtransen mit fT = 30 MHz ersetzen durch Antiquitäten mit 3 MHz? Brauchst du 'nen Power-Oszillator?

Übrigens, diese Toshis gibt's doch augenscheinlich noch. Wenn's denn unbedingt was vom großen R sein soll, nimm vielleicht 2SC5200 / 2SA1943 von ISC.

Prüfe in jedem Fall auch die Treiber unmittelbar davor, die gehen gern mit hops. (Zuweilen auch noch andere Teile, wie Dioden, Widerstände und Elkos. Die Crux bei DC-gekoppelten Endstufe ist halt, daß einem bei unentdecktem Defekt eines Bauteils die Chose gleich wieder um die Ohren fliegen kann. Wohl dem, der einen "Glühlampen-Vorwiderstand" oder Stelltrafo sein eigen nennt.) Differenzstufe auch abklopfen.

Was den "H 669A" angeht, such mal entsprechende 2SA/2SB/2SC/2SD raus und vergleiche. Der 2SD669A scheint gängig zu sein, sieht nach 'nem typischen Treibertransistor aus. Komplementär wäre 2SB649A. Wenn du noch BD139/140 original von Philips hast, die würden als Ersatz gehen, bei Generika wäre ich nicht sicher (fT typisch nur ~50 MHz, AFAIK). Rod Elliott setzt als bessere Alternative zu letzteren ganz gern MJE15034/35 ein.

EDIT: Ob die chinesischen 669/649 nun groß was anderes sind als generische BD139/140, weiß ich nicht. NAD hat seinerzeit von denen auf 2SC4793/2SA1837 umgestellt, die versuchten aber auch mit 2 Paar davon gleich 4 Paar 2SC5200/2SA1943 zu treiben, das war vielleicht etwas viel des guten...

73,
Stephan

Hmm, ein 7805 für die +5V, an der alle phasenrauschrelevanten Bauteile hängen? Spezifiziert ist so ein MC7805 mit 50 µVrms integriert über 10 Hz .. 100 kHz, also etwa 160 nV/sqrt(Hz). Das ist jetzt zwar nicht extrem räuschig, aber auch nicht sonderlich rauscharm. Und dieses Digitalzeug ist etwas sensibel, die üblichen 08/15-CMOS-Quarzoszillatoren inklusive.

Vielleicht läßt sich ja schon mit einem LM317 mit Bypass-C (siehe hier) eine Verbesserung erzielen, das wären dann nur so 3 Bauteile mehr bei geringen Mehrkosten.

Die NRD-535-ECSS-Schaltung sieht mir grundsätzlich sehr ähnlich zu einem "normalen" seitenbandselektiven Synchrondetektor aus - der TA7061 ist wohl ein Limiter, ein 4046er dient als PLL, deren Output dann +45° und -45° geshiftet auf zwei Mischer SN16913P geht, die parallel dazu das Eingangssignal bekommen. Daran anschließend nach TP-Filterung eine Pufferstufe mit Feinjustage für das Verhältnis, dann ein furchtbar komplex aussehendes Allpaß-Netzwerk für Phasenschieberei, dann Addierer.

Kurz und gut: Abgesehen von +/-45° statt 0° und 90° bei der LO-Phasenverschiebung recht ähnlich etwa dem CXA1376-Innenleben, nur halt aufwendiger. Das ganze hieß bei JRC dann ECSS.

Du siehst: Das Grundprinzip ist eigentlich immer das gleiche. Der Teufel steckt aber wie immer im Detail - zum Bleistift sollte unsere liebe PLL bei Nichteinrasten idealerweise trotzdem eine Frequenz in der Nähe der normalerweise zu erwartenden Trägerfrequenz generieren. (Wer schon mit den Biestern gearbeitet hat, der weiß, daß sie für gewöhnlich am unteren oder oberen Ende des VCO-Abstimmbereichs landen.) Auch das PLL-Loopfilter will natürlich sorgfältig dimensioniert sein. Und natürlich darf später der VCO nicht in den Limiter reinspucken...

Also, sowohl der ICF-SW77 als auch der ICF-SW100 basieren auf dem CXA1376 bzw. CX1376A (der A funktioniert wohl besser bei kleineren Spannungen). Der ICF-SW7600G bzw. ICF-SW7600GR ebenso. Je größer der Einrastbereich, desto weniger stabil! (Beim 7600G mit seinen 1-kHz-Schritten und Einrastbereich von gut +/-1,5 kHz fand ich den Sync noch nie so extrem nützlich, da er im Zweifelsfall schlicht ausrastet, der im guten alten ICF-2001D mit 100-Hz-Schritten und entsprechend deutlich kleinerem Einrastbereich ließ sich dagegen nur schwer abschütteln, auch wenn das Signal schon im Rauschen verschwand. Ähnliches auch beim AR7030.) Wenn man das etwas entkoppeln will, auf jeden Fall ein aktives Loop-Filter vorsehen (PI-Glied).

Der Sync bzw. Produktdetektor im AR7030 ist nicht seitenbandselektiv, das wird alles mit den ZF-Filtern bei entsprechender Verschiebung der LOs gemacht (IF-Shift / PBT). Will man es - wie beim CXA1376 - seitenbandselektiv haben, kommt man nicht um einen I/Q-Mischer und zusätzliche Phasenschieberei herum (Topologie - ich frage mich, wieso die bei Sony sich eigentlich die Mühe mit dem Basisband-Phasenschieber gemacht haben, auf ZF-Ebene wäre das erheblich einfacher). Da würde es sich heutzutage anbieten, das mit 'nem DSP zu machen (Hilbert-Trafo).

Funktionierender Link zum Detektor von WA1SOV (eigentlich nur I/Q-Output, wie CX857): http://webpages.charter.net/wa1sov/technical/sync_det.html
Noch ein Grundlagenartikel: http://www.arrl.org/tis/info/pdf/9209qex009.pdf

Hallo Christian,

Synchrondetektoren sind ein interessantes Thema. Soll es denn was seitenbandselektives werden (à la Sony) oder tut's auch ein DSB-Detektor?

Die ARRL-Schaltung sieht eigentlich ganz OK aus, erinnert mich an die diversen AM-Stereo-ICs von Motorola (für AM-Stereo braucht man eigentlich genau das gleiche, und so steckt auch z.B. im IC-R75 ein MC13022 für den Sync). Ich würde allerdings vorzugsweise der PLL ein richtiges Lag-Lead-Filter (evtl. auch aktiv) anstatt des simplen RC-Tiefpasses verpassen, wie es nebenbei auch der AR7030 hat (Sync Filter). Zur Berechnung kann ich dir bei Bedarf mein Tabellenblatt (OpenDocument-Format aus OOo-Calc) für PLLs 2. Ordnung geben, wobei man dafür mal die "klassische" Theorie zu selbigen gesehen haben sollte. Kann vorwärts und rückwärts rechnen.

Den Schaltplan zum AR7030 habe ich mir heute erst besorgt (mods.dk), weshalb ich da noch nicht so ganz durchblicke. Aber ja, in der Praxis arbeitet dessen Synchrondetektor ziemlich gut mit sehr niedrigen Verzerrungen, und spätestens bei manueller Einstellung auf schmale Bandbreite rastet er eigentlich immer ein (einzig dieses oft zu hörende leise Pfeifen im Hintergrund ist gerade bei sonst gutem Signal etwas nervig). Wobei die Konstruktion auch ganz schön ausgefuchst ist - elektronisch umschaltbare Loopfilter-Zeitkonstanten, und der DDS hängt da auch noch mit drin. (Ob man das mal eben nachbaut...?) Der gute Mr. Thorpe ist zweifellos ein begnadeter Konstrukteur.
Immerhin habe ich jetzt eine Idee, warum ich bei der NF den Bereich untenrum immer etwas vermißt habe und überhaupt den Klang etwas mäßig fand - der Koppel-C hinter dem Produktdetektor kommt mir 'n bißchen klein vor (und ist mit etwas Pech ein keramisches Exemplar der übleren Sorte, hier sollte man es mal mit Folie versuchen), und die Pufferschaltung für KH- und Line-Out kommt mir in Sachen Audio-Engineering doch äußerst suspekt vor (4fach-Gammel-Opamp der historisch wertvollen µA741-Klasse, sehr hochohmige Rückkopplung, etwas kleine Ausgangs-Koppelelkos, und was wohl diese virtuelle Masse soll?).

Interessant ist, daß so gern der 602/612 als Produktdetektor verwendet wird. Offenbar sind die eingehenden ZF-Signalpegel recht moderat, denn viel kann der ja nicht ab - dafür hat er nützlicherweise Verstärkung. Ach ja, sieh dir mal Philips-Appnote AN1981 an. (Da fällt mir ein, offenbar sind sehr viele dieser heute noch verbreiteten Philips-ICs - darunter auch 555, 5534 + 5532 und eben 602/612 - seinerzeit auf dem Mist von Signetics gewachsen.)

Ja... der gute alte ICF-2001D/2010. Der verwendete seinerzeit einen AM-Stereo-IC von Sony, CX857, später dann auch von Grundig in den Satelliten 500 und 700 verbaut. Zu dem läßt sich kaum mehr als ein Blockschaltbild auftreiben, was aber auch schon ganz interessant ist. Das Prinzip ist ja eigentlich auch nicht sooo kompliziert, IQ-Mischer und PLL mit vorgeschaltetem Limiter und VCO bei der 8fachen Trägerfrequenz (das macht die 90°-Phasenschieberei um einiges einfacher) mit einem gezogenen keramischen Resonator. Mit externer Verrechnung war dann AM-Stereo möglich (der eigentliche Zweck der Veranstaltung), oder mit Phasenschieberei auch USB/LSB-Trennung.

Zum CXA1376 (Sonys Sync-AM-IC der 2. Generation) habe ich übrigens auch mal was gefunden, in einer Sammlung von IEEE-Dokumenten in der ICF-2010-Group. Gibt's einzeln für Yahoo-Groupies hier (Abonnieren der Gruppe 7600GR erforderlich). Ist sogar mal richtig ausführlich.

What fun.

Stephan

Wenn die Elkos wirklich schon sehr lange rumliegen, sollte man sie wahrscheinlich zuerst mal neu formieren. (Dazu findet man genug im Netz.) Sonst wird mindestens der Leckstrom jenseits von gut und böse sein.

Generell ist Austrocknung umso wahrscheinlicher, je kleiner der Elko... "dicke Pötte" trochnen kaum aus, können aber trotzdem in fortgeschrittenem Alter in Sachen ESR alles andere als gut dastehen. Es gibt aber auch mal NOS-Elkos, die sich praktisch messen wie neue.

Ich würde zuallererst die Lötstellen der Festspannungsregler prüfen und die Spannungen nachmessen, besonders U2 (+8V) und +6V.

Wie "langbeinig" hast du denn die Regler eingelötet? Was nennenswert warm wird, kann da etwas mehr "Luft" gut vertragen, die Lötstellen werden es danken. Von den Elkos daneben auch so gut es geht Abstand halten, die sind auch nicht so wild auf Heizungen.

Falls noch ein NF-Verstärker-IC gesucht wird: Bei NXP (ex Philips) und Sanyo nachsehen, die haben auch viel in der Richtung. (Philips-Typen gibt es auch von STMicro.) Da wäre z.B. ein TDA1015 (bei NXP einfach mal nach "audio power amplifier" gesucht). Bloß nicht mit 'nem TDA2822 ankommen, der rauscht ohne Ende.

Man müßte halt noch wissen, wie die Lautstärkeregelung gemacht werden soll, ob klassisch per Poti oder mikroprofessorgesteuert.

Mir gefällt die Lösung im DE1102 ganz gut - LM4811 für Lautstärkeeinstellung (ekeltronisch) und als Kopfhörer-Amp (praktisch rauschfrei, Ausgangswiderstand 10R, Koppelelkos 220µ), hinterher ein LM4862 als Power-Amp. Ist nur nix für ~10 V, da wird man wohl auf einen konventionellen Leistungsverstärker ausweichen müssen.

Ich würde in jedem Fall darauf achten, daß der Kopfhörer-Ausgang praktisch rauschfrei ist - mono z.B. über einen Spannungsteiler 47R / 4R7 an den Power-Amp anschließen, stereo dann 100R / 10R. Ausgangs-Koppelelkos dürfen 220µ haben. Damit sollte man auch für 32-Ohm-Hörer gut gerüstet sein.
Hochpaßfilterung per Elko oder "Gammelkeramik" (hochkapazitive Typen != NP0/C0G, typischerweise vor dem Amp) tunlichst vermeiden und entsprechende Koppel-Cs mindestens um den Faktor 10 überdimensionieren (außer am Ausgang), Elkos müssen außerdem immer mit nennenswerter Vorspannung beaufschlagt sein.

Sollte der NF-Leistungsverstärker doch keinen Platz im Gehäuse finden, müßte das mit dem KH-Ausgang anders gelöst werden. Ein AD8397 wäre eine Möglichkeit, aber natürlich ziemlich luxuriös. Auch ein LM4562 fällt wohl eher unter Luxus. Preislich eher im Rahmen, aber etwas ausladender, wäre eine Lösung mit zwei 5532, einer pro Kanal mit beiden Amps parallel (kombiniert über Widerstände von ein paar Ohm), wie auf manchen Soundkarten (M-Audio) zu finden. Ein 4556 ist nicht Highend, aber immer noch besser als nix. In jedem Fall die Supply gut stabilisieren, 32-Ohm-Hörer sind an +/- 5V (und damit wohl auch +10V) über 470µ nicht unglücklich.

Zu gegebener Zeit sollte man die Themen NF-Filterung und Klangregelung nicht vergessen, da sie das Thema "user experience" nicht unwesentlich bestimmen. Aber gut, zuerst kommt natürlich der "Rest" dran.

BTW, Hut ab vor allen Beteiligten - ich würde mir ein Projekt dieser Größenordnung nie zutrauen, jedenfalls sicher nicht in meiner Freizeit.

Randbemerkung: "Ich verwende den Monzilla als Internet Explorer" - ähh, nee, sorry, das ist so Kvatsh. Erstens handelt es sich hoffentlich um Mozilla Firefox und nicht um die schon lange nicht mehr aktualisierte Mozilla-Suite mit entsprechenden Sicherheitslücken (diese wird nunmehr als Seamonkey weitergeführt), zweitens hat der olle Exploder (brrr) die Rolle des Webbrowsers nicht gepachtet.

Die Seite zum BAVARIX hat übrigens den einprägsamen Titel "Homepage DL7MWN Page 5", sollte man vielleicht mal in etwas aussagekräftigeres ändern - es soll ja noch Zeitgenossen geben, die Lesezeichen setzen, dabei ist das wohl am augenfälligsten. Dann sind da noch ein paar Pheler im Code, die AFAICS alle nicht nötig wären.

Stephan

Der größte Unterschied dürfte wohl darin bestehen, daß der TA7358AP im Gegensatz zum NE602 nicht mit symmetrischem Mischereingang gefahren werden kann, also im Prinzip nur "single balanced" ist. Dann gibt es noch eine Begrenzung der Ausgangsamplitude auf ca. 0,6 Vpp über Dioden. Und ein Vorverstärker ist natürlich auch noch dabei, wobei man den auf KW nicht brauchen wird (vielleicht läßt er sich noch anderweitig verwenden, ZF oder so).

Mit dem IP3 wäre ich vorsichtig - bei genügend Dämpfung (oder Fehlanpassung) im Eingang wird der Input-IP3 beliebig hoch, die Rauschzahl ist dann aber natürlich auch katastrophal (mit entsprechenden Auswirkungen auf MDS und Co.). Man sollte den verfügbaren Dynamikbereich in einem sinnvollen Bereich plazieren.

Der Knackpunkt an solchen Gilbert-Cell-Mischern ist ihr hoher interner Gewinn (immerhin 15 dB beim NE602). Dadurch kommen sie ausgangsseitig schnell ins Schwitzen. Für irrsinnige hohe LO-Pegel sind die internen Oszillatoren auch nicht ausgelegt. Sind eben mehr für UKW gedacht gewesen, die Dinger. (Und da machen sie auch gar keine so schlechte Figur - bei vergleichbarem Vorselektionsaufwand macht mein DE1102 mit TA7358 oder eher CD7358 merklich weniger Ärger in Sachen Übersteuerung als vorherige Taschenradios mit diskret aufgebauter Vorstufe. Über ein paar mehr Vorkreise ist der Mischer aber natürlich auch nicht unglücklich, wie DE1103/E5 und die hierzulande als Roadstar oder Elta angebotenen Redsuns zeigen.)

Für die KW ist der gute alte Dioden-Ringmischer (nach Möglichkeit mit integrierten oder manuell selektierten Dioden, gern Schottkys [1]) schon keine schlechte Wahl. Klar ist die Rauschzahl nicht so prickelnd, aber das ist sie beim Gilbert-Cell-Mischer mit entsprechender Abschwächung noch deutlich weniger... (Dafür braucht man natürlich etwas mehr Verstärkung, v.a. hinter dem Mischer.)

WENN ich was mit dem 7358/NE602 machen wollte, würde ich über einen mitlaufenden Vorkreis mit Spannungsfolger und einen elektronisch variablen Abschwächer (z.B. über unterschiedlich durchgesteuerte Diode(n) nach Masse abziehen, wie es in Portables oft gemacht wird) vor dem Mischer nachdenken. Bei Einbindung ins AGC-System wird so auch gleich der AGC-Regelbereich vergrößert.

[1] Zur Rolle der Vorwärtsspannung siehe WJ Tech Note "Predicting Intermodulation Suppression in Double-Balanced Mixers".

Lüfter sind i.d.R. (oder wenigstens oft) elektronisch kommutiert - Stichwort "brushless DC". Stören können die recht ordentlich, vermutlich sind unabhängig von der Kommutierung recht kräftige Impulse auf der Supply, und das Stromkabel gibt eine ordentliche Antenne ab.

Koax wäre vielleicht etwas oversized, verdrillen und anders verlegen sollte man auf jeden Fall probieren. Evtl. direkt am Lüfter mit ein paar nF abblocken. Sollte es tatsächlich der Lüfter selbst sein, muß man den notfalls in den pharadäischen, äh, Faradayschen (Drahtgitter-)Käfig sperren.

Habe am Rechenknecht einen 80er offen in Betrieb (Dauerprovisorium in zwei 5,25"-Schächten übereinander), der stört in der näheren Umgebung natürlich recht kräftig, durch die Öffnung kommt aber natürlich auch jede Menge anderer HF-Müll raus. Was richtig gutes ist mir da leider noch nicht eingefallen, mechanisch entkoppelt muß er aus Geräuschgründen auch noch sein.

Hallo,

ich kann ja nächste Woche mal die Freaks vom Telefunken-Werksmuseum fragen; wen die nix haben, dann weiß ich's auch nicht. Aber ohne Knallbumm.

73, Stephan

Der Trick mit "weniger Signal" (egal wie bewirkt) nutzt die Eigenschaften von AGCs aus. Hier gibt es ein paar AGC-Regelkurven zu bestaunen:

http://www.cliftonlaboratories.com/receiver_agc_curves.htm

Halten wir uns fürs erste an das mustergültige Exemplar des RA6790/GM und nehmen wir an, wir hätten eine sehr schnelle AGC. Der unerwünschte Fall wäre:

1. Signal über AGC-"Knie" (hier ~ -115 dBm), Grundrauschen ebenso.

Was passiert? Ist das (z.B. CW-)Signal weg, regel die AGC auf "volle Pulle" hoch. Subjektives SNR = lausig.

Mit genügend Dämpfung gelangt man zum erwünschten Fall:

2. Signal über AGC-"Knie", Grundrauschen drunter.

Im Vergleich zum ersten Fall wird damit das Grundrauschen in den Pausen nicht mehr so laut; der Unterschied ist um so größer, je weiter das Rauschen von der AGC-Schwelle entfernt ist. Es darf nur nicht das Nutzsignal ebenfalls darunter rutschen, individuelle Optimierung ist also angesagt.

Alternative: AGC auf recht fixe Anstiegszeit und gemütliche Abklingzeit einstellen.

Damit wäre das Geheimnis so manches "leisen" Empfängers wohl gelüftet - beschränkter AGC-Regelbereich und/oder gemütliche AGC dürfte hier ein großes Wörtchen mitzureden haben.

Der Witz an einer Richtantenne wie einer Beverage ist, daß man damit mehr Signal und weniger atmosphärische Rauschen einfangen kann (vorausgesetzt, die Richtung stimmt, klar). Auf 90m bringt auch mein DE1102 an der Teleskopantenne ordentliche Pegel, aber aufgrund von QRN gepaart mit schnellem Fading (tja, für irgendwas ist eine schnelle AGC doch gut) verstehe ich auf 3320 trotzdem nix.