Beiträge von KubiK

Zitat von DK7NU

Pin Measured Manual

6 5,9V 6,1V

7 0,0V  5,6V

Hello Thomas,

the voltage at pin 7 is way off and implies a short from this pin to ground. As the voltage at pin 6 is OK there must be something else going on at pin 7.

You could do some basic mesurements with a multimeter/diode tester and the K2 turned OFF:

[Diode Test] Pin6 - to - Pin8 = typ. 0,82V (BC diode voltage drop)

[Resistance Test] Pin6 - to - Pin8 = typ. 16,7kOhm (transistor base bias resistor)

[Diode Test] Pin6 - to - Pin7 = typ. 0,84V (BE diode voltage drop)

[Resistance Test] Pin7 - to - Pin3 = typ. 23kOhm (emitter resistor)

Zitat von DL1EGR

CMAC EP089.3927

F=1,44MHz, BW=300Hz, Z=50Ohm.

Zitat von dm4ea

Ich würde erwarten, dass ca 15m Draht (eine Halbwelle auf 30, 2 Halbwellen auf 15) jeweils hochohmig sind und sich daher am 1:49 vergleichbar verhalten wie die heute schon von Reiner genutzten ca. 10m auf 20 & 10.

Hallo Tom, du liegst richtig. Ich bezog mich aus unerfindlichen Gründen auf einen endgespeisten Draht, Reiners Speisepunkt liegt vermutlich 10% (bzw. 0,05 Lambda) vom Drahtende weg, wodurch eine Gesamtlänge von etwas über 15m für beide Bänder einwandfrei funktioniert.

Zitat von EA4HIH

Bleibt aber die Frage, geht ein 15m lange Endfed auf dem 30 und dem 15 Meterband?

15m, gerne etwas länger, wären OK für das 30m Band. Im 15m Band wird der Draht relativ niederohmig (300...500 Ohm) sein und einen kapazitiven Anteil haben. Als Alternative den Draht für das 21m Band auslegen, am Ende z.B. einen Sperrkreis für das 15m Band einbauen und danach noch ein kurzes Stück Draht hinzufügen um auch im 30m Band arbeiten zu können.

Zitat von EA4HIH

Sowie der 10m lange Draht für 20 und 10 m Band.

Etwa 10,7m sollten passen, sowohl für das 20m wie auch für das 10m Band.

Zitat von DK6PC

Kann mir bitte jemand sagen, warum nach Einbau des zweiten Kondensator das 10m Band so schlecht geworden ist?

Kann mir auch bitte jemand erklären, warum der 2te Kondensator das SWR nach unten verschieben soll?

Der Kondensator kompensiert primärseitig die Streuinduktivität des Übertragers. Ohne Kondensator ist das SWV nur auf den Bändern unterhalb 30m gut. 100pF sind ein Kompromiss um, bei akzeptablem SWV, Betrieb bis einschließlich 10m zu ermöglichen. Ein zusätzlicher Kondensator verbessert die zwar Kompensation und damit das SWV auf allen Bändern bis einschließlich 21m, die Fehlanpassung steigt dann aber im 10m Band auf Werte die einen externen Tuner erzwingen.

Du kannst das auch selbst messtechnisch nachvollziehen. Schalte anstatt des Antennendrahtes einen 3,3 kOhm Widerstand parallel zur Sekundärwicklung und bestimme das SWV über den gesamten HF-Bereich einmal ohne, einmal mit 100pF und schlußendlich mit Zusatzkondensator.

Zitat von DL2UR

Manchmal braucht auch ein QRPer etwas Leistung. So habe ich beschlossen, eine PA mit 2 x MRF 300 mit Bausteinen zusammenzustellen. Ich nutze Module aus SV1 von DX World-e.

Die Module benutzen, wie viele andere auch, anstatt einer bifilaren zwei getrennte Drosseln. Du wirst damit Probleme haben die versprochene Leistung linear zu erzeugen.

Zitat von DL2UR

- vor dem Schaltbild ist ein 10K poti vorhanden mit der Bezeichung LPF Ref - vermutlich um Rücklaufspannung reduzieren zu können ? oder LowPassFilter Reference ? (ist nicht eingezeichnet)

Wo sitzt dieses Poti genau?

Zitat von DL2UR

- das SWR wird vor und hinter dem Tiefpassfilter mit zwei getrennten Meßköpfen gemessen

Der Meßkopf vor dem TP-Filter ist zum Schutz der Endstufe da. Damit wird detektiert ob das richtige TP-Filter geschaltet wurde, insbesondere im manuellen Betrieb. Die Schutzschaltung hat jedoch keinen Eingang dafür, zumindest sehe ich keinen.

Zitat von DL2UR

- den LM339N habe ich schon gewechselt. Seine Funktion ist mir nicht ganz klar. Es wird eine Spannungsdifferenz ermittelt und wo eingestellt ?

Der Komparator vergleicht die FWD- und REF-Spannung. Ab welcher reflektierten Leistung der Komparator reagiert, wird mit dem Poti R3 (1k) eingestellt. Überwiegt die REF-Spannung, schaltet der Komparator auf high, zündet den Thyristor VS1 welcher dann im Gegenzug VT1 und den Infineon PROFET (high-side Schalter) BTS50085 abschaltet.

Zitat von DL2UR

- Löschung eines Fehlers ist geklärt

Ein Taster zum Löschen eines Fehlers fehlt (noch) in der Schutzschaltung.

Zitat von DL2UR

die weiteren Funktionen mit max Power und hohem Strom lassen wir mal weg zur besseren Übersicht.

Zu hohe Ausgangsleistung (über R10 10k einstellbar) zündet den Thyristor VS2, welcher dann über VT1 den PROFET abschaltet. Der PROFET mißt intern den Strom der Endstufe und liefert an Pin 5 eine dazu proportionale Spannung. Ist diese zu hoch, zündet VS3 und schaltet VT1 bzw. den PROFET ab. R9 (5k) bestimmt den max. möglichen Strom der Endstufe.

Zitat von HB9EFY

Könnte mir jemand bitte einen Tip geben, was ich falsch gemacht habe und wie ich den TP verbessern könnte?
Ok, dass die Dämpfung in der Praxis nicht ins Unermessliche geht, ist mir klar. Aber woher kommt dieses Minimum in der Kurve und warum wird die Dämpfung danach schwächer?

Hallo Matthias,

das passiert wenn die Masse des Filters nicht sauber ausgeführt wurde und, bezogen auf der eigentlichen Masse, hochliegt. Es reichen wenige nH um die Weitabselektion des Filters einzuschränken. (s. Bild). Die exakte Masseführung des Filters ist aus den Bildern nicht ersichtlich. Ansetzen kannst du zuallererst bei den Koaxialkabeln, mit den viel zu langen Masseanschlüssen.

Hallo Christian,

Zitat von chirt

Ich bin auf der Suche nach der Formel für die Induktivität einer VLF Schleifenantenne (Magnetic Loop) in Kreisform.

in der untenstehenden PDF-Datei findest Du auf S. 36 die notwendige Formel mit LF-Korrektur, inkl. Konstanten für allerlei geometrische Formen, auch Kreisform. Für eine Windung (z.B. quadratische Form) ist die Übereinstimmung mit der J. Carr Formel sehr gut, bei mehreren Windungen sollte man man diese als Bündel ansehen und dazu bei der Carr-Formel auf passendes B (= loop depth) achten.

Design of Broadband VLF Receivers With Air-Core Loop Antennas

Zitat von chirt

Daraus schliesse ich, dass ich den LO-Eingangswiderstand des AD831 ausser Acht lassen kann. Die Serien 47 Ohm sind ja sehr einfach zu realisieren und die dadurch erreichte Halbierung der Eingangsspannung passt auch.

Der LO-Eingangswiderstand liegt bei 500Ohm, d.h. als Abschlusswiderstände wären 56Ohm geeignet.

Zitat von chirt

Übrigens: Die Levelanpassung von LVDS zu ECL ging nach 100 Ohm Abschluss, AC-Kopplung (5.6n) und jeweils ein R von 2.7k zu 3.3V und 4.3k nach Masse auf Anhieb recht gut. Die MC100EP52 werden als LVPECL (lt. Datenblatt zulässig) betrieben. Für die Ausgänge hatte ich etwa 150 - 200 Ohm berechnet und dann 200 Ohm genommen.

Beim MC100EP52 ist leider kein Pin mehr frei für den meist üblichen VBB (Vorspannung) Anschluss, damit hätte man es einfacher mit der Eingangsbeschaltung.

Zitat von chirt

Jetzt ist noch die genaue Phasenlage interessant. Wie könnte ich die mit einfachen Mitteln prüfen? Mit Lissajous-Figuren per Oszi?

Man könnte hier gleich die ganze Anordung, also zusätzlich auch die Mischer bei der Messung berücksichtigen. Am einfachsten und schnellsten geht dies indem die Phasendifferenz der IQ-Ausgänge mit Hilfe einer Soundkarte bestimmt wird. Tools die das können wären z.B. Daqarta (30 Tage Demo) oder das kostenlose OscilloMeter.

Zitat von chirt

Allerdings ist das nur der Anfang. Vielmehr stellt sich die Frage ob eine etwaige Abweichung überhaupt korrigierbar ist

Korrekturen bezüglich Phase und Amplitude sind sicher notwendig, die würde ich aber ausschließlich auf NF-Ebene machen, z.B. mit der üblichen Dual OP-Amp Schaltung.

Zitat von DK4AA

Was ich dabei natürlich sträflich unterschlagen habe, ist die Eingangskapazität der Probes, die lt. Datenblatt bei 15..20pF liegt. Damit habe ich dann die Resonanzfrequenz des Schwingkreises aus Spule und Probe bestimmt ...

Man könnte damit mit gutem Gewissen annehmen, dass die Eigenresonanz deutlich höher liegt als angenommen und die DLK-Drosseln keinen allzu großen Einfluß auf das SWV haben.

Hallo Christian,

Zitat von chirt

Für erste Messungen wurden die Ausgänge des EP52 Moduls über kurze 50 Ohm Koax geführt und differenziell über 100 Ohm R abgeschlossen (lt. ECL Datenblätter). Testweise wurde dann hochohmig mit 10:1 Tastkopf gegen Masse (!) etwa 420 mVss bei 145 MHz gemessen.

Der gemessene Pegel sieht sehr gut aus und entspricht ziemlich genau der Spezifikation (800...850mVss differentiell).

Zitat von chirt

Kurzum, vielleicht könnt Ihr mich unterstützen mit den LVPECL Ausgängen (200 Ohm auf Masse, 10n in Serie) optimal den IQ-Mischer mit 2x AD831 zu bedienen. Meist genügt ja ein kurzes "auf die Sprünge helfen" ...

Der Ausgangswiderstand des PECL Teilers ist sehr klein (Emitterfolger, also nur wenige Ohm). Mit einem zusätzlichen Widerstand von ~47Ohm in Reihe zu den 10nF Trennkondensatoren (0° und 90°) wären die Koax-Leitungen nun auch am Anfang angepasst. Am Ende der Leitungen stehen dadurch jeweils nur noch ca. 200mVss an den 50Ohm Abschlüssen an, was zufällig dem geforderten LO-Pegel von rund -10dBm entspricht.

Zitat von DK4AA

Meine Versuche mit einem BN43-2304 (12Wdg 0.2mm CuL) ergaben keine merklich höhere Eigenresonanzfrequenz; gemessen - oder eher geschätzt - lag sie bei ca. 2.5MHz.[/size]

Die Kerngröße 2304 (oder war 2402 gemeint?) kenne ich nicht. Wie hast du die Eigenresonanz bestimmt bzw. geschätzt? Diese liegt imo zu tief für nur 12Wdg. Zur Sicherheit könnte man auf Wickeltechniken setzen die breitbandigere Ergebnisse versprechen, wie z.B. hier dargestellt. Eine einfachere Variante wäre es die Löcher des DLK als einzelne Ringkerne zu betrachten und diese mit jeweils 12 Wdg. zu befüllen (es entstehen dadurch zwei identische Drosseln die in Reihe liegen), wodurch die Eigenresonanz zu höheren Frequenzen wandert.

Hallo Tom,

Zitat von DO4TT

1. Key dürfte ich doch ignorieren können, oder?

Nur bedingt. Möchtest du sehen wann der Abstimmvorgang beendet ist dann sollte "Key" beschaltet werden. Wie zeigt dieser Link.

Zitat von DO4TT

2. White auf Masse oder?

Ja.

Zitat von DO4TT

3. White kurzzeitig oder "länger" betätigen?

Solange betätigen/halten bis "Key" auf Low geht, also Abstimmvorgang beendet wurde.

Hallo Florian,

Zitat von DK4AA

Aktuell würde ich auf die Koppel-C's direkt hinter den Buchen der TX-Ant und des TRx tippen. Aktuell verwende ich 100nF X7R, da nichts anderes vorhanden war. Welche C's würdet Ihr empfehlen?

es ist unwahrscheinlich, dass es die Kondensatoren sind. Das SWV wäre über den ganzen Frequenzbereich sonst ähnlich (schlecht). Das kannst du leicht überprüfen indem du zu den Kondensatoren C1, C2 einen zweiten parallel schaltest und das SWV nochmal misst.

Wahrscheinlicher sind die Drosseln DR1, DR2, DR3 und DR5 Schuld, welche zwischen Sender und Sendeantenne sitzen. Um das allgemein ungeliebte wie auch fehlerträchtige Selberwickeln von Spulen zu umgehen hat sich der Entwickler wohl entschieden auf handelsübliche Drosseln zurückzugreifen, auch wenn diese leider nur bescheidene Daten aufweisen. Die Eigenresonanz liegt mit min. 2,3MHz recht tief, darüber wirken die Drosseln in zunehmendem Maße wie ein Kondensator, wodurch das SWV mit steigender Frequenz verständlicherweise zunimmt.
Entweder du machst dir die Arbeit die in Frage kommenden Drosseln mit selber gewickelten, kapazitätsarmen Versionen (z.B. auf Doppellochkernen o.ä.) zu ersetzen oder du nimmst die bei QRP Sendeleistung noch tolerierbaren Verluste (~11% @ SWV 2:1 auf 10m) doch in Kauf.

Hallo Hilmar,

irgendwie gehen die Stellen aus an denen man noch suchen könnte :P.

Zitat von DL6SG

Als Nächstes habe ich die 6 Quarze ausgebaut und die Cs gemessen. Auch hier: Keine Besonderheiten. In der Reihenfolge der C-Paare C401+402....C417+418 wurden die folgenden prozentualen Abweichungen gemessen: -3,7/-3,1/-2,1/-0,5/0/-2,4/-3,2/-2,5/-2,8 %. Ich denke das paßt.

Das paßt. Diese Abweichungen sind, insbesondere bei einem schmalen Quarzfilter, vernachlässigbar.

Zitat von DL6SG

Nächster Schritt: Da ich ohnehin morgen bei Reichelt bestellen muß, werde ich mir einen Schwung 10,7MHz-Qs ordern und mit der im Netzwerktesterbuch besriebenen Meßanordnung zu selektieren versuchen, um dann einen kpl. anderen Satz Qs einzusetzen. Der alte Satz wird dann auch durchgemessen. Zu optimistisch bin ich allerdings auch nicht.

Schon mal das 300Hz Filter alleine mit dem NWT durchgewobbelt? Ohne das ganze Drumherum? Sind die seltsamen Pegelfehler immer noch vorhanden dann wäre wenigstens klar das es am QF liegt.

Hallo Hilmar,

Zitat von DL6SG

Bleiben wohl nur die Quarze oder Cs???

das sieht leider so aus. Falls keine schlechte Lötstelle, Haarriss in einer Leitung/Kondensator o.ä. zu entdecken ist dann bleiben nur die Quarze übrig. Diese nacheinander einzeln kurzschließen und zu jedem kurzgeschlossenen Quarz eine eigene Messreihe aufnehmen. Die Filterkurve bzw. die Durchgangsdämpfung verändert sich dabei nur unwesentlich.

Zitat von DL6SG

Die Frage ist, ob ein D.C.- mäßig intakt erscheinender ERA HF-mäßig so daneben sein kann.

Unwahrscheinlich.Wenn du magst könntest du kurzzeitig den MMIC außer Betrieb nehmen, eine Überbrückung vorsehen und die Messung noch einmal durchführen. Sollten die Pegeldiskrepanzen weiterhin bestehen dann ist wohl nicht der ERA-1 Schuld.

Die Übersprechdämpfung zwischen den Positionen des Filterumschalters könnte desweiteren nicht hoch genug sein, zumal die Ausgänge aller Filterstränge, unabhängig von der Schalterpostion, über 1kOhm Widerstände verbunden sind. Ein kleiner Teil des zu messenden Signals würde in dieser Situation, anstatt ausschließlich über das 300Hz Filter, auch über eines der breitenren Filter zum Ausgang gelangen und seltsame Messwerte liefern. Ein provisorischer Kurzschluß der zwei großen Analysebandbreiten, sowohl am Filterein- als auch am Ausgang mit 10nF Kondensatoren sollte Klarheit schaffen.

Hallo Denny,

Zitat von OE1DEA

Nun bleibt noch offen, wieso der Hersteller (Quarztechnik Daun GmbH) für die Quarze nach Zusendung des Schaltplans von einer Serienresonanz ausgeht? Oder ist es egal?

Die angegebenen Oszillatorschaltungen (Pierce) sind für Obertonquarze gedacht, du benötigst daher Quarze auf dem 3. OT, bei welchen eine Serienresonanz zu spezifizieren ist. D.h. aber nicht, dass der Quarz in der gezeigten Beschaltung auch genau auf dieser Frequenz schwingen wird. Die Frequenz wird leicht darüber liegen, nämlich dort wo der Quarz wie eine Induktivität hoher Güte wirkt.
Der Kollektorschwingkreis wird nicht direkt für die Endfrequenz dimensioniert (hier anscheinend der Fall), dessen Resonanz liegt darunter, damit dieser für die zu unterdrückende Grundwelle wie eine Induktivität und für den gewünschten X-ten Oberton wie eine Kapazität wirkt, welche zusammen mit der Kapazität an der Transistorbasis als Quarzlast zu verstehen ist und wechselspannungsmäßig in Reihe zu diesem liegt.
Bevor du überhaupt einen kundenspezifischen Schwinger bestellst, könntest du z. B. einen schon vorhandenen Kanalquarz oder z.B. einen aus dem Angebot des FA ausprobieren. Damit ließe sich abschätzen wie sehr die Schwingfrequenz tatsächlich vom aufgedruckten Wert abweicht. Für die Betriebsart FM sollte diese Frequenzungenauigkeit aber kein großes Thema sein.

Schön das es geklappt hat, Stefan. Alinco hätte aber auch leicht eine "Medium" Stellung vorsehen können 8).

Hallo DL6SG,

der einzige Unterschied zwischen der kleinsten und den zwei großen Analysebandbreiten ist der ERA-1 hinter dem 300Hz Quarzfilter. Der Biaswiderstand R407 (560Ohm) für den ERA-1 MMIC ist sehr groß. Der empfohlene Betriebsstrom für den ERA-1 ist 40mA. Selbst bei nur 20mA würde immer noch die volle Betriebsspannung am 560Ohm Widerstand abfallen. Ein 220 Ohm Widerstand wäre an dieser Stelle angemessener. Welche Gleichspannung ist aktuell am Ausgang des ERA-1 messbar?

Mit C448 (1nF) soll vermutlich die Hälfte an Verstärkung "vernichtet" werden, leider hat das auch sehr starke Auswirkungen auf den Eingangswiderstand des ERA-1 und indirekt auf der Ausgangsanpassung des 300Hz Filters. Um die Verstärkung um 6dB zurückzufahren lieber zwei zusätzliche Widerstände am Ausgang des MMIC (z.B. 39Ohm in Reihe und 150Ohm nach Masse) vorsehen.