Schwingkreis und Ankopplung an Antenne

Lbr Sven,

die 1500 Ohm des Eingangswiderstandes des NE612 würde ich mit einem kapazitiven Teiler in den Schwingkreis transformieren.
Das ist günstiger als eine zweite Spule zum Auskoppeln direkt an die Schwingkreisspule zu legen, denn die kann außerhalb der Resonanz als Breitbandübertrager wirken, mit entsprechend schlechter Unterdrückung unerwünschter Signale. Wenn alle Signale über den heißen Punkt des Schwingkreises geleitet werden, gibt es dieses Problem nicht. Ich habe erst einmal einen Vorkreis gerechnet:

Nach einer Faustregel hat ein Schwingkreis auf 14 MHz oder 20 m einen Parallel-Lastwiderstand von 20 Kiloohm. Werden von außen Widerstände in den Kreis hineintransformiert, sinkt dieser Parallelwiderstand weiter ab. Berechnen wir also zunächst mal ein Hochtransformieren der 1500 Ohm auf 10000 Ohm, also um den Faktor 10000/1500 = 6,67. In der Spannung (Kapazitäten teilen Spannungen) ist das die Wurzel daraus, also T = 2,58. Das Verhältnis der beiden Kondensatoren des kapazitiven Teilers C2/C1 zueinander ist dann gleich T – 1, also 1,58.

Lassen wir dem größeren Kondensator einen Blindwiderstand XC von 1/10 des transformierten Widerstandes zukommen, also 150 Ohm, dann wäre das für 14 MHz ein Kondensator C = 1/(2 * Pi * f*XC) = 75pF. Das ist kein Normwert, also wählen wir 68pF. Dann wird der obere Kondensator C1 = 68/1,58 = 43pF. Als Normwert wählen wir 39pF. Beide Kondensatoren in Reihe ergeben eine Kapazität von 25pF.

Zum Abstimmen des Kreises schalten wir noch einen Trimmer von 25pF parallel, halb eingedreht. Dann benötigen wir eine Spule von L = 1/((2*Pi*14,07E6)** 28E-12) = 4,57uH. Als Spule nehmen wir einen Ringkern T50-6 mit dem Amidon-AL-Wert von 40. Für die Induktivität von 4,57uH benötigen wir W = 100* Wurzel aus (4,57/40) = 34 Windungen.

Zuletzt müssen wir die Antennenimpedanz von 50 Ohm auf 10000 Ohm transformieren. Dazu benötigen wir ein Windungsverhältnis von Wurzel aus (10000/50) = 14. Die Ankoppelspule für die Antenne sollte also 2 … 3 Windungen bekommen, und der Gesamtresonanzwiderstand des Schwingkreises sinkt dann auf 5000 Ohm. Die Spule mit 4,57uH hat auf 14 MHz einen Blindwiderstand von 2*Pi*14*4,57 = 402 Ohm, und damit wäre die Kreisgüte noch 12, entsprechend einer 3-dB-Bandbreite von 1130 kHz.

Um die Kreisgüte zu erhöhen, könnten wir die Schwingkreiskapazität erhöhen, z. B. durch einen halb eingedrehten Trimmer mit einer Endkapazität von 90 pF. Die Schwingkreiskapazität betrüge dann 45pF + 25 pF = 70pF.. Dann benötigen wir eine Spule von L = 1/((2*Pi*14,07E6)** 70E-12) = 1,82uH. Als Spule reicht ein Ringkern T37-6 mit dem Amidon-AL-Wert von 30. Für die Induktivität von 1,82uH benötigen wir dann W = 100* Wurzel aus (1,82/40) = 25 Windungen.

Zuletzt müssen wir die Antennenimpedanz von 50 Ohm auf 10000 Ohm transformieren. Dazu benötigen wir ein Windungsverhältnis von Wurzel aus (10000/50) = 14. Die Ankoppelspule für die Antenne sollte dann 25/14 Windungen haben, also etwa 2. Der Gesamtresonanzwiderstand des Schwingkreises sinkt dann auf 5000 Ohm. Die Spule mit 1,83uH hat auf 14 MHz einen Blindwiderstand von 2*Pi*14*1,82 = 160 Ohm, und damit wäre die Kreisgüte noch 31, entsprechend einer 3-dB-Bandbreite von 454 kHz.

Eine zweikreisige Anordnung wie in deiner esrsten Skizze würde natürlich die Vorselektion verbessern. Vielleicht kannst du meine Kreisrechnung auf zwei Kreise ausdehnen und den Koppelkondensator experimentell bestimmen.

HW?

73 Ha-Jo, DJ1ZB

Lbr Sven,

bei der Berechnung müssen ja zwei von außen eingekoppelte Widerstände berücksicht werden. Beide sollen den Kreis gleich stark belasten. Zunächst habe ich den Kreis mit den 1500 Ohm vom IC belastet, umgerechnet auf 10kOhm. Die Belastung durch die Antenne habe ich dann ebenfalls so berechnet, daß der Schwingkreis auch von der Antenne aus mit 10 kOhm belastet wird. Beide Belastungen zusammen ergeben dann den resultierenden Resonanzwiderstand von 5000 Ohm.

Aber ich sehe gerade, ganz stimmt das auch nicht. Denn man müßte die parallelen Belastungen von 20k, 10k und noch einmal 10k zusammenrechnen, und da kämen dann 4kOhm heraus.

Es ist übrigens kein Muß, daß man den Resonanzwiderstand des Kreises jeweils auf die Hälfte belastet. Will man die natürliche Selektivität des Kreises mehr erhalten, darf man auch anders rechnen und die äußeren Belastungen hochohmiger in den Kreis hinein rechnen. Genau genommen müßte man also eine Wirkungsgradberechnung anstellen, wieviel Prozent der Antennenleistung am IC ankommen. Wie man sieht, kann man sich schon mit so einem "stinknormalen" Vorkreis eines RX ausgiebigst beschäftigen. Bei hochohmigen Verbrauchern wie Röhre oder FET ist es halt etwas einfacher.

Die Darstellung, daß der natürliche, unbelastete Resonanzwiderstand eines Schwingkreises etwa so hoch ist wie die Wellenlänge in Kiloohm, habe ich übrigens schon um 1960 herum von einem alten "Hasen" übernommen, DL9EW, Friedrich Hahn, früher Lehrer an der Flugsicherungs-Schule in München tätig. Er weilt leider nicht mehr unter uns.

OK?

73 Ha-Jo, DJ1ZB

Hi Sven,

habe Dein Problem mal in den Schaltungssimulator eingegeben. Im Kurzwellenbereich lassen sich die Werte unmittelbar umsetzen und die Schaltung funktioniert dann IMMER. Die Spulen lassen sich auf T37-6 realisieren. Windungszahlen berechnet man am besten mit dem Mini-Ringkern-Rechner. Wenn man die Windungen auf etwa 270 ° des Umfangs verteilt, kann man durch Spreizen oder Zusammendrücken der Windungen bestens abgleichen. Dann lässt sich die Spule einfach mit zwei Kunststoffunterlegscheiben auf die Platine schrauben. Bei Verteilen der Windungszahlen auf weniger als 360 ° (Ringkernrechner) kann man etwa 1 Windung weglassen.

Ich vermute mal, Dein Empfänger soll einen Oszillator bekommen, der unterhalb der Empfangsfrequenz schwingt. Dann ist die steilere untere Flanke des Filters richtig. Wenn er oberhalb schwingen soll, muss man eine andere Filterstruktur verwenden (kein Koppel-C!). Da der NE612 ein relativ schäbiger Mischer ist, würde ich aus Großsignalgründen nur wenig Vorverstärkung machen. Daher würde ich den Fet als Vorverstärker in Gate-Schaltung einsetzen. Dann ist er niederohmig reell im Eingang und Dein Eingangsfilter kann symmetrisch ausfallen. So wie ich das angedeutet habe. Je nach Bedämpfung des Drainkreises kann dann eine Verstärkung von 6...12 dB eingestellt werden. Den Mischr koppelt man dann einfach wieder über den kapazitiven Spannungsteiler an.

Nur mal ein Vorschlag. Wenn Du andere Bandbreiten haben willst, kann ich das gerne im Simulator durchspielen. Die Spulen habe ich mit einer Güte von 100 angesetzt. Das ergibt eine Durchgangsdämpfung von knapp 2 dB. Die Reflexionsdämpfung ist besser als 20 dB im Durchlassbereich.

73, Uli, DK4SX

Lbr Sven,

also ich würde dem NE612 KEINEN Vestärker davor setzen, eben weil er nur begrenzt großsignalfest ist. Der NE612 ist ja auch der Eingangsmischer in der QRP-Transceiverreihe MFJ-90XX, und darin ist vor dem NE612 nur ein Bandfilter mit zwei Kreisen. Ich hatte einige mal zum Testen und meine, damit ist die Empfindlichkeit genügend hoch.

HW?

Ha-Jo

Sven,

eine noch etwas steilflankigere Version zeigen die untenstehenden Bilder: Die Anpassung des Bandpasses ist etwa 18 dB im ganzen 20-m-Band. Eine Dimensionierung mit L=5,1 uH und Koppel-C Ck= 0,5 pF gibt kein angepasstes Design! Zumindest etwa 15 dB Reflexionsdämpfung sollte ein Empfangspfad in der Dimensionierung wenigstens haben. Nach dem praktischen Aufbau und dem Abgleich ist sie dann doch meist etwas schlechter. Bei der Dimansionierung versuche ich weitgehend mit Normwerten auszukommen.

73, Uli, DK4SX

hallo ha-jo, hallo uli,

mit welchen tools zeichnet ihr die schaltplaene ?

73
hans

hallo Hans,
ich verwende seit mehr als 20 Jahren EAGLE. Davon gibt es eine preiswerte Studentenversion. Leider ist der Layouter auf ein recht kleines Platinenmaß beschränkt. Wenn man größere Platinen machen möchte kann man z. B. TARGET verwenden. Dort sind nicht die Platinenmaße, sondern die Zahl der Bauelemente begrenzet. Für großzügige Aufbauten ist das die bessere Lösung. Das Erstellen von neuen Bauelementen für die eigene Bibliothek geht mit TARGET einfacher als mit EAGLE, dafür ist das Zeichnen und Layouten mit EAGLE weniger kompliziert.
73, Uli, DK4SX

Hallo Hans
Die oben gezeigten Schaltungen sind aus dem Programm mit dem die Filter simuliert werden.
Reinhard

Reinhard,
falsch, das Simulationsprogramm ist der "Radio Designer", ein vor rund 20 Jahren von der ARRL herausgegebenes Programm, das damals unter Weglassen aller Streifenleitungselemente aus dem professionellen Programm SuperCompact abgeleitet wurde. Es funktioniert auch heute noch hervorragend, benutzt allerdings Netzlisten und hat daher KEINE Schaltplaneingabe. Die Schaltungen sind deshalb separat gezeichnet.
73, Uli, DK4SX