Hardware Defined Radio

  • Hallo Werner.


    Reinhold hat ja schon fast alles beantwortet, hier aber mein Kommentar. Der AD995x kann verschieden mit dem Oszillatorsignal versorgt werden: 1) Interner Oszillator mit 20 MHz-Quarz, der dann intern auf 400 MHz vervielfacht wird.(schlechtetes Phasenrauschen). 2) Es wird ein externer Oszillator verwendet, Quarzoszillatoren bis 133 MHz schwingen auf der Quarzoberwelle, enthalten also keine PLL, es gibt aber auch TCXO für 400 MHz mit PLL Preis um 50,-Euro. Hier wäre eine Sammelbestellung sinnvoll. Dieser externe Quarzoszillator wird im AD995x vervielfacht auf 400 MHz (*5; *4) (besseres Phasenrauschen). 3) Erzeugung der 400 MHz durch externe Verfünffacherstufe (NWT01) vom Quarz 80 MHz oder Verdreifachung vom Quarz 133 MHz (bestes Phasenrauschverhalten). Die 400 MHz Helixfilter gibt es bei Neosid oder Funkamateur (mit 80 MHz Quarz). Ob die Qualität der einfacher Vervielfachstufen ausreicht, würde ich nicht umbesehen unterschreiben.


    Auch das Problem des Übersprechens des Oszillatorsignals auf den Analogausgang hat Reinhold ja schon richtig erläutert. Dieses Signal stellt eine Gleichtaktaussteuerung dar, deren Unterdrückung auch durch einen RF-OPV erreicht werden kann (NWT01).


    Beim Schmitttrigger besteht auf Grund der großen Hysteresis die Gefahr, dass die Impulsbreite sich ändert und damit das Tastverhältnis. Dies spielt insbesondere bei Schaltungen mit f/2 eine entscheidende Rolle. Da sind die genannten Komperatoren mit einer Hysterese im mV-Bereich günstiger(höhere Verstärkung = steilere Flanken). Die höheren Versionen des AD995x (AD9952-54) enthalten bereits einen bis 200 MHz tauglichen Komperator.


    Bezüglich Störverhalten und Beschaffbarkeit der ALVC-Serie (Philips) kann ich noch nichts sagen, da muss ich mich erst schlau machen.


    73 Gerd DM2CDB

    Einmal editiert, zuletzt von DM2CDB ()

  • Hallo Reinhold und Gerd,


    danke für Eure schnelle Antwort. Nun ist mir wieder einiges klarer geworden und ich habe das, was Ihr geschrieben habt, auch verstanden. Und das ist für mich sehr wichtig.


    Mit dem Balun kann ich im Moment nichts machen, weil das Layout ja schon beim Leiterplattenhersteller ist. Die ALVC-Serie der Logikbausteine werde ich mir mal anschauen. Vielleicht ist das ja eine gute Lösung für die Zukunft.


    Aber noch eine Frage:
    Wer kann mir sagen, welche Auswirkungen die Überlagerung der 80MHz Taktfrequenz auf dem Nutzsignal mit -40dB (1% Pegel) auf den Empfang wirklich hat? Um wie viel kann man einen Sender besser empfangen, wenn man so einen Balun zwischen dem DDS-Baustein und dem 4-Phasengenerator einsetzt? Kann man das messtechnisch erfassen und in Zahlen ausdrücken? Wie macht sich das bemerkbar?


    Beste 73's de Werner, DL7MWN

  • Hallo Werner,


    zu dem konkreten Störpotential kann ich nichts sagen. Du musst Dir das so vorstellen, dass Dein 80 MHz Qurzoszillator sich mit dem DDS-Signal mischt und so zahlreiche weitere ungewollte Träger erzeugt, die sich wiederum mit dem Nutzsignal mischen. Was aus diesem Gemisch dann wirklich störend ist, ist vom Pegel abhängig.


    Ich bin aber der Meinung, dass man vorausschauend alles beseitigen sollte, was stören könnte, wenn dies , wie im vorliegenden Fall relativ einfach zu realisieren ist. Fasse dies bitte nicht als Meckern auf, ich denke noch mit Graus an die Diskussion beim NWT01, wo es nur um den Wert eines Widerstandes und die daraus resultierende Messgenauigkeit ging. Du kannst Dir die Auswirkungen ja mit Testsignalen und einem NF-Spektralanalysatorprogramm hinter den NF-Vorverstärkern ansehen.


    73 Gerd DM2CDB

  • Hallo Christian,


    Zitat

    Original von chirt
    Dann zur Nachricht von Reinhold bez. LIF5000 betreffend 400 MHz SAW-Oszillator.
    Diese Idee hatte ich auch schon, zumal ein 433 MHz SAW Resonator nur einige EUR kostet . Ich hab das dann einigen Fachleuten vorgestellt, es wurde aber durchwegs abgeraten. Der Grund: u.a. starke Temperaturabhängigkeit des SAWR. Für den Herstellungszweck des SAWR auf 433 MHz spielt das kaum eine Rolle, für den Einsatz als Oszillators eine DDS zu clocken aber sehr wohl. Aber vielleicht hat Reinhold - wie immer ;) eine Idee dieses Teil trotzdem zu nutzen.


    Ich meinte einen fertigen 400MHz SAW Oszillator im bekannten DIL Metallgehäuse wie z.B. diesen hier: http://www.rfm.com/products/data/ho1065.pdf
    Einen diskret aufgebauten SAW Oszillator mittels günstigem SAW Resonator würde ich auch nicht, ohne Anbindung an eine PLL mit TCXO Referenz, als DDS Clock einsetzen =).
    Was aber sinvoll erscheint ist der Aufbau eines "µCXO" (was für normale Quarzoszillatoren im Brereich 80-133MHz hervorragend funktioniert !) um die LO Frequenzgenauigkeit in einem RX zu erhöhen. Dabei wird unter (an) dem Gehäuse ein intelligenter Temperaturfühler mit SPI/I2C Schnittstelle eng angebracht und die Temperatur, z.B. minütlich, vom µC ausgelesen. Aufgrund einer vorher registrierten Temp./Frequenztabelle (Lookuptabelle) wird nun die Ausgangsfrequenz der DDS fein korrigiert (nur für RX nicht aber für TX !). Erfordert einen gewissen Aufwand zur Erstellung der Frequenz/Temperaturtabelle und ist für Seriengeräte weniger geeignet :D was aber in diesem Fall von untergeordneter Bedeutung ist.


    Etwas mehr Strom fordert die "OCXO" Variante, wobei der SAW Oszillator auf 40-50° konstant gehalten wird. Die Heizschaltung dafür ist recht minimal, der Stromverbrauch nicht. Die Heiztransistoren kommen z.B. unter dem Gehäuse und der Temperaturfühler oben drauf, der gesamte Oszillator ist dabei mindestens in einem dickwandigen Plastikgehäuse eingebaut um vor schnellen äußeren Temp.-Schwankungen etwas abzuschirmen.


    3. Variante wäre der Einsatz dieses SAW-Oszillators: http://www.rfm.com/products/data/ho4002-1.pdf und die Anbindung an eine PLL mit gutem TCXO. Das wäre gleichzeitig auch die einfachste/teuerste, abgleichfreieste und qualitativ (min. 130dBc@10kHz bei 400MHz) beste Methode (?).


    4. Variante ist der Aufbau eines diskreten DRO's (passende Resonatoren sind auch für relativ wenig Geld zu haben) mit PLL Anbindung.


    Spätestens mit dem Erscheinen der neuen 1GHz 14Bit DDS erscheint dieser Baustein (natürlich mit PLL Anbindung) äußerst attraktiv: http://www.rfm.com/products/data/ho4001-1.pdf



    Zitat


    Ich habe dann zum Testen - aber wohl die Probleme kennend - einen handelsüblichen 100MHz Oszillatorbaustein im HDR-2005 genommen. Ziel war aber ein 400( -500 MHz) Oszillator wie zum Beispiel http://www.radioamatore.it/i0cg/osc_500.pdf. Leider konnte ich den Helical Filter nirgends auftreiben.


    Diese Methode ist günstig und gut, passende Bauteile (für die 400MHz Version) gibt's meines Wissens nach beim FA. Als Alternative für das 400MHz Helix-Filter hat digikey auch passende kleine 400MHz SAW Filter !

    vy 72/73, Reinhold.

  • Hallo Reinhold


    Sollte ein SAWR als OCXO tatsächlich funktionieren? Oder gilt auch beim OCXO die Verwendung eines SAW-Oszillators im Gegensatz zum diskreten Oszillator mit SAW Resonator als alleinig zielführend? Gibt es auch andere Unzulänglichkeiten als "nur" die Temperaturabhängigkeit?
    Anbei ein einfacher "SAWR OCXO". Ich hätte alle Teile einschliesslich SAWR in der Bastelkiste, habe es aber bisher nicht realisiert, da mir eben immer abgeraten wurde.


    Grüsse
    Christian

  • Hallo Chris,


    wie schon gesagt, als diskreten Aufbau NUR mit PLL Anbindung. Der Aufwand ist recht gering, die Bauteile dafür fehlen sicherlich in der Bastelkiste und müssen extra beschafft werden, die Ergebnisse sind jedoch vielversprechend. Das alleinige Heizen des SAW Resonators reicht hier auf keinen Fall, mindestens 6 frequenzbestimmende Bauteile sind in der Schaltung "an der Luft" :D und beeinflußen die Stabilität.


    Wenn schon OCXO dann nur mit einem fertigen SAWO (wie der im DIL Gehäuse) wo man ALLE involvierten Bauteile (Halbleiter, C's, SAW-Resonator usw.) auf konstanter Temperatur halten kann. Natürlich sind damit keine Genauigkeiten von 0,01ppm zu ereichen, selbst wenn nur +/-10ppm bei 400MHz über einen großen Temp-Bereich machbar sind hat der Empfänger, durch die zusätzliche Frequenzteilung, bei 30MHz max. +/-0,75ppm Abweichung ! Ein respektables Resultat.


    Was Deiner Schaltung sonst noch fehlt ist eine gute Pufferstufe und eine rauscharme Spannungsstabilisierung. Als Puffer empfehle ich den MAX2470 ( S12 besser 60dB !), dieser hat 2 isolierte und getrennte Ausgänge für eine PLL und z.B. dem DDS-Chip und schafft bis zu 0dBm Ausgangsleistung.
    Einfache und gute Pufferstufe mit Bauteilen aus der Bastelkiste:

  • Hallo, Reinhold!


    Du schreibst:
    <Zitat>
    Natürlich sind damit keine Genauigkeiten von 0,01ppm zu ereichen, selbst wenn nur +/-10ppm bei 400MHz über einen großen Temp-Bereich machbar sind hat der Empfänger, durch die zusätzliche Frequenzteilung, bei 30MHz max. +/-0,75ppm Abweichung ! Ein respektables Resultat.
    <Zitat Ende>


    Egal, wie oft Du die Frequenz teilst - 10 ppm bleiben 10 ppm und werden dadurch NICHT zu 0.75 ppm. SRI, aber "ppm" ist nun mal eine relative Angabe so wie "Prozent". Nur der Absolutwert der Abweichung wird sich entsprechend der F-Teilung verringern.


    Nicht böse sein - es ist keine Besserwisserei! Das ist aber so, als ob jemand einen Dämpfungswert in "dBm" angeben würde. ;-))


    73 aus München (momentan NICHT abgefüllt mit Starkbier, sondern "noch" total nüchtern


    Hans/DJ4AZ

  • Ganz recht Hans, danke für den Hinweis, ein grober Denkfehler meinerseits 8o. Da sehen die 10ppm gar nicht mehr sooo gut aus .. hi. Habe auch keine Erfahrungswerte mit einem gekapselten SAWO als OCXO und das Datenblatt gibt auch nichts her bezüglich Frequenzstabilität. Da das mit normalen XO's wunderbar klappt schließe ich auf eine deutliche Verbesserung auch mit den SO's.

    vy 72/73, Reinhold.

  • Hallo "HDR Planungs Experten"


    Danke für die SAWR Diskussion!
    O.K. nun wieder auf dem Boden der Tatsachen sieht es aus wie schon vorher vermutet. Es gibt prinzipiell zwei Wege zum 400-500 MHz Oszillator für AD995x Ansteuerung:


    1. Freier Oszillator mit PLL (in der Bastelkiste liegt ein LXM2326)
    2. Quarzoszilator mit Frequenzvervielfachung (3 oder 5 Oberwelle) und Filterung.


    Da ich ja vorallem das QSD Prinzip verstehen/untersuchen und praktisch einsetzen will, werde ich im Bereich des DDS Clocks keinerlei Experimente wagen, sondern herkömmliche gut ausgetretene Pfade beschreiten.


    Obwohl....es reizt natürlich schon immer wieder zu experimentieren =)


    Beste 73
    Christian

    73 de Chris, OE3HBW

  • Hallo liebe Funkfreunde,


    während die neue Leiterplatte LIF5000_3 gefertigt wird, habe ich mich mit dem Schaltplan des Preselektors beschäftigt. Er ist noch nicht fertig, aber nun tauchen die ersten Fragen auf. Die Topologie des angestrebten Preselektors kann man aus meinem Zwischenbericht 04.03.2007 auf Seite 4 Abb. 04 auf meiner Homepage entnehmen. Wie ja bekannt, will/muss ich die Umschaltung der einzelnen Kondensatoren und Spulen durch Analogschalter realisieren. Ich habe geplant, den Analogschalter vom Type TSA23166 mit <1 Ohm Innenwiderstand zu verwenden.


    Ein OM hat mir gesagt, dass so ein Analogschalter Funkelrauschen in der Größenordnung von 1 bis 2 mV produziert. Das wäre ja für einen Preselektor sehr viel. Um dieses Funkelrauschen zu vermeiden, soll ich einen kleinen Strom durch den Analogschalter fließen lassen. Ich habe bisher vom Funkelrauschen noch nie etwas gehört und frage mich nun, wie viel Strom brauche ich da? Und wie kann ich das bei den Analogschaltern realisieren, welche in Reihe zu den Kondensatoren geschaltet sind? Muss ich da hinter jedem Kondensator einen eigenen Widerstand verwenden? Das werden ja sehr viele Widerstände. Jedes der beiden Kondensatorarrays hat ca. 14 Analogschalter. Dazu würde ich ja dann ca 30 Widerstände benötigen. Die Widerstände würden mir aber die Güte der Schwingkreise verschlechtern. Ist das wirklich notwendig und wie groß müssten die Widerstände dimensioniert sein? Reichen da 100kOhm-Widerstände, oder müssen die deutlich niederohmiger werden? Wer kann mir zu diesem Thema etwas sagen?


    Beste 73's de Werner, DL7MWN


    Meine Homepage:
    http://www.mydarc.de/dl7mwn/

  • Hallo Werner,


    wollte mir mal das Datenblatt angucken aber ein TSA21366 (o.ä.) ist nirgends aufzufinden (Schreibfehler ?).


    Bezüglich Funkelrauschen würde ich mit jetzt kein Kopfzerbreche machen. Es tritt bei kleinen NF auf, nimmt mit 1/f² (20dB / Dekade) ab und wird des öfteren mit dem bekannteren 1/f Rauschen (10dB / Dekade) gleichgesetzt. Die Schalter müßte man aber (je nach Schaltung) linear vorspannen was wiederrum Widerstände (??) ins Spiel bringt. Zu beachten ist auch noch, daß diese Schalter sowohl im Aus- als auch im Ein-Zustand relativ hohe Kapazitäten aufweisen ! Vorher z.B. mit RFSIM inkl. aller parasitären Elemente und mit praktischen L/C-Güten den Preselektor kurz simulieren.

    vy 72/73, Reinhold.

  • Hallo Reinhold,


    entschuldige, das ist ein echter Fehler. Der Analogschalter heißt TS5A23166! Unter dieser Bezeichnung ist er auch im Google zu finden.


    Beste 73's de Werner, DL7MWN

  • Danke Werner,


    habe die korrekte Bezeichnung inzwischen in Deinem 04/03-Bericht gefunden !
    Bei der Simulation von Norton-Verstärkern liegt es meistens an den benötigten "krummen" Baluns. Hatte das gleiche Problem und mache das, wenn's nicht anders geht, nun so:

    6dB Verstärker: 6 Wdg sekundär / 1 Wdg. primär. Der Verstärker arbeitet auf 200Ohm Kollektorwiderstand welche ich mittels eines 2. (!!) idealen Trafos (parallel zum Sekundär des 1.) auf 50Ohm runtersetze. Der 2. Trafo ersetzt die benötigte Mittenanzapfung in der Originalschaltung.


    9dB Verstärker: 8Wdg. sekundär / 1Wdg. primär . Der Transistor arbeitet auf ca. 350Ohm welche ich nun mit einem 2. idealen Trafo auf 50Ohm transformiere. Dieser ersetzt wieder die krumme Anzapfung von 3Wdg vom kalten Ende im Sekündärteil aus der Originalschaltung.


    Der Preselektor sieht kompliziert aus, es sind sehr viele C's und L's zu schalten wobei Du meiner Meinung nach, speziell mit dem TS5A Analogschalter, weniger glücklich sein wirst. Wenn es die YU1LM Schaltung sein soll dann versuche die Analogschalter ausschließlich für die C's zu nutzen, die 4 relevanten Spulen nur mit echten (Reed)Relais kurzschließen !

    vy 72/73, Reinhold.

    Einmal editiert, zuletzt von KubiK ()

  • Hallo Reinhold und Funkfreunde,


    mein Preselektor, so wie ich ihn bisher geplant habe, bereitet mir große Sorgen. Insgesamt brauche ich dafür 2 x 15 schaltbare Spulen und 2 x 12 schaltbare Kondensatoren, um den gesamten Frequenzbereich von 50kHz bis 30MHz abzudecken. Wenn ich da alleine an die parasitären Kapazitäten denke, brauche ich keinen Simulator mehr, um zu wissen, dass das nicht gut gehen kann. Auch könnte ich das nicht mit Relais schalten, weil meine Leiterplatte längst nicht so groß werden darf.


    Was mache ich nur? Da wird wohl nur ein Kompromiss helfen können. Folgende Möglichkeiten sind mir dazu im Moment eingefallen:


    1. Statt 2 Kreise nur 1 Kreis realisieren. Dadurch wird die Bandbreite größer und ich brauche keine so feine Abstufung der Kondensatoren mehr.


    2. Den gesamten Frequenzbereich von 50kHz bis 30MHz in mehrere kleine Bereiche aufteilen und Bandfilter verwenden.


    Gibt es noch weitere realisierbare Lösungen?


    Dass jeder sehen kann, wie ich mir das bisher mit dem Preselektor vorgestellt habe, ist auf meiner Homepage der angefangene Schaltplan zu finden. Der HF-Teil ist fertig gezeichnet. Nur die Schnittstelle zum Steuerrechner ist noch nicht vollständig.


    Beste 73's de Werner, DL7MWN


    Der Preselektor auf meiner Homepage:
    http://www.mydarc.de/dl7mwn/Page_04.htm

  • Hallo Werner,


    3. Möglichkeit: den Bereich 50kHz-500kHz und 500kHz-1,8MHz mittels 2er TP bzw. TP/HP Kombinationen realisieren. Für den 1,8-30MHz Bereich den echten Mitlaufpreselektor vorsehen, in einer Version die nur einen abstimmbaren Kondensator erfordert ... das vereinfacht im Vergleich zur Jetzigen ungemein.

    vy 72/73, Reinhold.

  • Hallo Reinhold,


    Deinen Vorschlag finde ich ganz gut. Da brauche ich nicht so viele Teile für den durchstimmbaren Bereich von 1,8MHz bis 30MHz. Die Bandpassfilter von 50kHz bis 500kHz und 500kHz bis 1,8MHz und den durchstimmbaren Bereich kann ich ja dann mit einer Schaltdiode umschalten. Aber wie würdest Du die Bandpässe für die unteren Bereiche beschalten? Ich würde da wegen der großen Bandbreite separate Hochpässe und Tiefpässe verwenden. Gibt es da eine bessere Lösung speziell für diese Frequenzen und Bandbreiten? Ich werde in den nächsten Tagen mal einen Schaltungsvorschlag ausarbeiten und auf meiner Homepage an gewohnter Stelle veröffentlichen.


    Beste 73's de Werner, DL7MWN

  • Hallo Werner,


    habe einen Vorschlag von mir weiter unten angehängt. Mit nur 5 kleinen (2xUM z.B. 5x10mm von Reichelt) Relais hast Du Antennendiversity, 50kHz-500kHZ, 500kHz-1,8MHz, 1,8MHz-30MHz, 0dB Durchgang, 12dB Dämpfung und 12dB Verstärkung.

  • Hallo Reinhold,


    danke für Deinen Vorschlag. Ich habe nun schon viele Stunden gerechnet und simuliert. Überall gibt es Vorteile und Nachteile. Das Endergebnis wird wohl ein Kompromiss sein. Aber mit Deinem Voraschlag hast Du recht. Es gibt keine bessere Lösung. Ich werde den gesamten Bereich in LW 50 bis 500kHz, MW 500kHz bis 1,8 MHZ und KW von 1,8MHz bis 30 MHz aufteilen. Die unteren Bänder habe ich nun schon berechnet. Den Bereich von 1,8MHz bis 30MHz werde ich ebenfalls in kleine Bereiche für Bandpässe aufteilen. Bei einer durchstimmbaren Lösung muss ich auf 0,1 pf genau abgleichen. Das lässt sich digital kaum realisieren.


    Beste 73's de Werner, DL7MWN

  • Hallo Werner
    Hallo HDR Experten


    Im Zuge der Planung für den HDR-2007 habe ich nun doch wieder einen RF Vorverstärker eingeplant.
    Allerdings ist die Verstärkung (nur über 20 MHz notwendig) eher im Hintergrund. Vielmehr möchte ich damit die durchschlagenden LO(und Schaltertransienten)-Signale von der Antenne fernhalten und im Duett mit einem Diplexer nach dem Schalter die Impedanzverhältnisse stabilisieren. Das Norton Prinzip hab ich schon mal früher mit gutem Erfolg eingesetzt (mit 2N5109). Hier nun eine balanzierte Version zwecks hohem IP2. Siehe auch die beiliegende Schaltung, bin aber da erst am rumexperimentieren. Meine Frage dazu ist folgende: Ich möchte ja ausdrücklich eine hohe S12 Rückwärtsisolation haben. Obwohl von vielen Experten die Norton Schaltung als Post Mixer Amp eingesetzt wird, bin im Zweifel ob damit tatsächlich die Rückwärtsentkopplung damit hoch ist. Ich hab doch eine Gegenkopplung darin. Was sagt Ihr dazu bzw. welcher Verstärker (max. 6 dB !) ist für diesen Zweck besser geeignet. Schön wäre es den Verstärker fix im Signalpfad lassen zu können und nur im MW Bereich noch einen Abschwächer zuzuschalten.


    Beste 73
    Christian