Rauscharmer Vorverstärker UKW mit BFU530

Ich hätte mich präziser ausdrücken sollen!

Hätte ich geschrieben: "Der Weltraum rauscht praktisch nicht, annähernd 0 Kelvin, also vernachlässigbare [keine] Rauschquelle."
Dann würde es passen, wenn man die Verhältnisse auf der Erde betrachtet.
Auf Erden fängt man sich was von den 290 Kelvin Erdtemperatur ein.
Normalerweise deutlich nerviger ist man made noise, stark abhängig von der Besiedlung.

Ich kenne ein paar EME-Leute, z.B. den hier: http://dl7apv.de/
Seine jetzige Anlage lernte ich nicht mehr kennen, war schon lange nicht mehr in der Berliner Gegend.
Anfangs machte er EME in Berlin, wesentlich bescheidener, funktionierte aber, vermutlich sogar mit eigenem Echo.
Mit der jetzigen Anlage merkt er deutlich, wo er hindreht, Noise z.B. bei Sternen oder hellem Mond.

Ich unterhielt mich mit ihm, ob es was bringt, den VV deutlich herunterzukühlen, z.B. mit Peltier.
Er meinte, für ihn auf 432 MHz uninteressant, machen eher EME-Leute ab ernsthaft GHz.
Sein jetziger Vorverstärker müsste in der Gegend 0,2 bis 0,3 dB NF liegen.

73, Andreas

Danke für die leider traurige Nachricht.

Ja, Bernd kannte ich locker 20 Jahre, mein letzter Kontakt muss kurz vor seinem Tod gewesen sein.
Es handelt sich um einen alten Bauernhof, den sich drei mir bekannte OMs herrichteten.
Einer von denen verstarb recht früh, Unfall, ich war damals auf der Beerdigung.

Dubus ist mir nicht unbekannt, kleines aber feines Fachblatt, gerade für EME-Leute.
Ich selbst habe keine EME-Anlage, ging lange nicht aus QTH-Gründen, hat sich geändert.
Mittelfristig ist bei mir was geplant, deswegen immer wieder Kontakt mit APV-Bernd.
Bald geht es mit dem Verstärkerchen hier weiter, Rauschanpassung.
Das ist der Clou in dem Fall hier mit dem BFU530, geht breitbandig direkt mit 50 Ω am Eingang.

73, Andreas

Wie funktioniert Rauschanpassung?

Halbleiterhersteller geben meist frequenzabhängig Arbeitspunkte an, bei den das Rauschen minimal wird, Optimum.
Im ersten Bild sieht man eine Kurvenschar für den BFU530 für verschiedene Arbeitspunkte, Kollektorströme.
In aller Regel kommen da für die jeweiligen Arbeitspunkte Kreissegmente heraus, sollte man sich merken.
Wir betrachten näher die Kurve (5), Uce = 8 V und Ic = 10 mA, entspricht recht gut unseren Wünschen.
Links ist die höchste Frequenz 2 GHz und rechts 400 MHz, sehr nahe am Mittelpunkt des Smith-Diagramms mit 50 Ω.
Schauen wir uns die Kurve (4) mit Ic = 5 mA an, die ist schon weiter weg von unseren gewünschten 50 Ω.
Nicht eingezeichnet, vermutlich wäre ein Arbeitspunkt mit Ic = 9 mA am geeignetsten für 433 MHz und tiefer.
Die gezeigten Kurven sind etwas idealisiert, jedoch bestens als Orientierung geeignet.

Im zweiten Diagramm noch mal die Kurve (5), jedoch diesmal mit den S-Parametern von NXP erzeugt.
Das Kreissegment ist noch gut zu erkennen, jedoch etwas hubbelig, auch wieder von 400 MHz bis 2 GHz.
400 MHz ist genau die Stelle, wo das Kreissegment endet, geht nicht in den gelben Punkt hinein.
Der gelbe Punkt ist eine gute Schätzung für 40 bis 145 MHz, geben die S-Parameter von NXP nicht direkt her.
Wie macht man so eine Schätzung sinnvoll?
Anfangs erwähnt, die frequenzabhängigen Rauschoptima liegen auf einem Kreissegment, halbe Miete.
Leider weiß man nicht (exakt) wo, muss man schätzen, geht meist gut, wenn man mehrere Punkte mit Frequenz kennt.
Man betrachte die eingetragenen Frequenzen bis einschließlich 400 MHz direkt vor dem gelben Punkt.
Die Segmentstückchen werden hier zur niedrigen Frequenz immer kürzer, schön zwischen 875 und 400 MHz zu sehen.
Somit ist davon auszugehen, daß sich 40 bis 145 MHz innerhalb des gelben Punkts befindet.

Nehmen wir an, wir wollen eine Rauschanpassung für 875 MHz, eigentlich nicht wirklich notwendig.
Laut angegebener Werte entspricht der Arbeitspunkt 43,1 realen Ohm mit positivem Blindanteil 1,27 Ω.
Das heißt, für den müssen wir ein Netzwerk konstruieren, welches das aus üblicherweise 50 Ω macht.
In der Praxis nimmt man gern L-Anpassungen, man benötigt lediglich eine Induktivität und eine Kapazität.
Will man nur eine Frequenz haben, stört das nicht, die hier gewünschte Breitbandigkeit ist jedoch futsch.
Genau aus diesem Grund nahm ich Uce = 8 V und Ic = 9 mA, Sonderfall, keine Rauschanpassung notwendig.

Eigentlich wollte ich auf FETs nicht weiter eingehen.
Auch da gibt es wieder die Kreissegmente für Optimum Rauschanpassung.
Im unteren Frequenzbereich wie UKW landet man nicht selten in der Gegend 10 bis 100 kΩ, geht, jedoch unschön.

Ohmsche Widerstände im Eingangskreis vermeiden!
Der Grund ist ganz einfach, reale Widerstände haben die unangenehme Eigenschaft, daß sie rauschen.
Ganz ohne geht es nicht, irgendwoher muss der Basisstrom kommen, um in den richtigen Arbeitspunkt zu gelangen.
Auch da kann man was machen, ich verzichtete hier darauf, damit die Schaltung möglichst einfach bleibt.
Deswegen auch die scheinbar unprofessionelle Lösung, bei der man den DC-Arbeitspunkt per Hand einstellt.
Man bedenke, auch reale Kondensatoren und Spulen haben einen Realteil, ohmschen Widerstand, sind die Verluste.
Bei Kondensatoren wie NP0/C0G häufig vernachlässigbar, bei Spulen muss man aufpassen.
Dies gilt insbesondere für z.B. Drosseln mit Ferritkern, da können je nach Frequenz die Verluste groß sein.
Kleinere Induktivitäten bis etwa 100 nH kann man gut als Luftspule mit sogenanntem Silberdraht wickeln.

73, Andreas

Praxistest und Messungen

Der Praxistest verlief ganz einfach mit Antenne Diamond X200N für 2 m und 70 cm und einem Scanner.
Beim Scanner handelt es sich um einen alten Uniden Bearcat UBC60XLT-2, lief mir mal zu.
Im ersten Lauf schaute ich, wie viele Relais ich auf 2 m und 70 cm ohne Vorverstärker empfange, waren 12.
Anschließend mit VV wurden es drei Relais mehr und was vorher im Grenzbereich war, besser empfangbar.
Angebrachter wäre Empfang von Baken, Yagi und guter RX CW/SSB, geht gerade nicht, wartet noch auf Reparatur.

Gemessen wurde die frequenzabhängige Verstärkung mit einem Messmodul mit AD8310, das hier:
HF-Leistungsmesser-Modul von 0,1 MHz bis 440 MHz
Aufpassen, ich bekam offensichtlich eine Version für 93 Ω, baute ich gemäß Datenblatt auf 50 Ω um.
Laut Datenblatt ist die Messunsicherheit kleiner +/- 0,4 dB im mittleren Bereich.
Eigentlich taugt es laut Datenblatt nur bis 440 MHz, den Wert für 471 MHz bitte mit Vorsicht genießen.
Auch sind die Messungen nicht ganz sauber, war Probephase, Platine noch nicht mit Weißblechgehäuse verlötet.
Momentan kann ich nur eingeschränkt messen, bis 125 MHz benutzte ich einen Abgleichsender AS5F von Grundig.
Ab 175 MHz wurde ein TV-Testbildgenerator FG6 von Grundig verwendet, Schachbrettmuster, Farbe ausgeschaltet.
Deswegen die etwas seltsamen Frequenzen, sind die Kanäle E5, E12 und K21, alte TV-Kanäle terrestrisch.
Um von 75 Ω auf 50 Ω zu kommen, kam eine passive Anpassung mit Widerständen zur Anwendung, siehe Bild.
Aufpassen, die Leistungsdämpfung beträgt 6 dB unabhängig von der Richtung, gilt jedoch nicht für die Spannung.
Von 75 Ω auf 50 Ω hat man 7,76 dB, umgekehrt von 50 Ω auf 75 Ω sind es 4,23 dB weniger Spannungspegel.
Im Bild ist die Widerstandsanpassung 75 Ω <--> 50 Ω gut erkennbar, umgebauter Abschwächer.
Das fertig aufgebaute Abschwächermodul von box73.de ist dafür gut geeignet, aktueller Preis 9 Euro:
4 Dämpfungsglieder mit SMA-Buchsen
Man entferne einfach von einem Zweig die Widerstände und bestücke wie im Bild.
Auch andere Anpassungen oder Abschwächer kann man sich mit dem Modul bauen, für irgendwas brauchte ich 1 dB.
In der Not benötigte ich mal SMA-Buchsen, deswegen fehlen diese unten, gibt es günstig hier für 95 Cent:
SMA-Buchse für Leiterplattenmontage

Die gemessenen Werte decken sich recht brauchbar mit der Simulation.
Im nächsten Teil gehe ich näher auf die Simulation mit RFSim99 ein.

73, Andreas

Simulation mit RFSim99

Im ersten Bild der scheinbar seltsame Schaltplan mit oben 9 Volt am Massesymbol, kommt vom 78L09.
Auf Streuparametern basierende Simulatoren wie RFSim99 und Puff kennen keine Betriebsspannungen.
Die kennen nur HF-Masse, eine Betriebsspannung (mit Abblockkondensatoren) ist dann Signalmasse, GND.
Unschwer zu erraten, der Kasten BFU530A.s2p ist der Transistor mit 1 = Basis, 2 = Kollektor und 0 = Emitter.
Zuvor schrieb ich, der Widerstand 47 Ω von der Betriebsspannung zum Kollektor soll ein bedrahteter sein.
Bei dem wird mit Absicht die parasitäre Induktivität genutzt, ist im Schaltbild die Induktivität mit 15 nH.
In der Mitte die Induktivität mit 1 nH nahm ich nur aus Simulationsgründen, kein echtes Bauteil.
Wer mag, variiert die bei den Widerständen von C zu B in Simulationsdurchläufen, da passiert praktisch nichts.
Anders sieht es mit L = 1 nH bei den Emitterwiderständen aus, die Induktivität hat ernsthaft Einfluss.
Pro SMD-Widerstand setzte ich 1 nH an und der Emitteranschluss des BFU530 hat auch Parasitärinduktivität.
In den allermeisten Fällen geben die Hersteller die S-Parameter nur für Die an, also ohne Gehäusebeinchen.

Diagramm mit S21, die Verstärkung
Wie man sieht, optimierte ich den Verstärker auf 2 m und 70 cm geht auch noch recht gut.
Wer sich die Simulationsdatei heruntergeladen hat, sollte spaßeshalber die 15 nH ändern, z.B. 5 und 50 nH.
Es verändert sich frequenzabhängig die Verstärkung und auch die Ausgangsanpassung S22.

Im dritten Bild S22 als Smith-Diagramm.
Das ist wesentlich angenehmer, wenn man einen bestimmten Arbeitspunkt betrachtet, hier 145 MHz.
Die Anpassung ist gut praxistauglich, recht nahe am Mittelpunkt mit 50 Ω.
Statt 47 Ω könnte man 22 Ω plus 27 Ω nehmen, interessant, wenn man mehr parasitäre Induktivität haben möchte.

Schauen wir uns S11 an.
Zuvor schrieb ich, Rauschanpassung ist normalerweise nicht Leistungsanpassung, hier gut zu sehen.
Mit RFSim99 kann man die Stabilität der Schaltung prüfen, ob eine eventuelle Schwingneigung besteht.
Es wird dann frequenzabhängig "Shaded Area" eingeblendet, ein möglicher unstabiler Bereich.
Ist das schattierte Gebilde außerhalb des Smith-Diagramms, ist wie hier alles im grünen Bereich.
Problematisch wird es, wenn der Schatten über dem Arbeitspunkt liegt, also im Smith-Diagramm.

Anbei noch die S-Parameter für den BFU530 im Arbeitspunkt Uce = 8 V und Ic = 10 mA.
Bei den Dateien wieder .txt am Ende entfernen, ist nur wegen Upload hier im Forum.
Man kann sich bei NXP zwei Pakete als ZIP herunterladen, verschiedene Arbeitspunkte, mit und ohne Noise.

73, Andreas

Rauschen, praktisches Alltagsbeispiel

Die meisten Leser hier werden noch Aufnahmen mit Kassettenrekordern und Tonbandgeräten kennen.
Bevor die Audio-CD aktuell wurde, nicht nur anfängliche Nische, kaufte man Schallplatten als Tonträger.
Wie sah da die Aufnahme bis zur Pressung der Schallplatte aus?
Zuerst wurde mit professionellen Bandmaschinen aufgenommen, abgemischt und wieder auf Tonband.
Das Ergebnis ging dann zur Schallplattenpressung, die daraus die Vorlage für Schallplatten machte.

Gerade unter Jugendlichen war es beliebt, einer hatte die neuste LP, Kopien auf Kassette zu machen.
Häufig wurde danach von Kassette auf Kassette kopiert, Ära der Doppeldecks, meist einfache Kompaktanlagen.
Dürfte klar sein, von Kopie zu Kopie wurde die Qualität immer schlechter bis zum Gekrächze im Rauschen.

Das kann man gut vergleichen mit dem, was von der Antenne kommt, besser kann das Signal nicht werden.
Zuvor schrieb ich was von erst Vorverstärker und dann Antennenkabel und umgekehrt, erheblicher Unterschied.
Ganz wenige Leute hatten die Möglichkeit, mit z.B. Tonbandgerät Revox A77 von Platte aufzunehmen.
Machte man davon eine Kopie auf Kassette, war das Ergebnis fast identisch mit direkt Platte auf Kassette.
Anders herum, gute Tonbandaufnahme von minderwertiger Kassettenaufnahme konnte das Ergebnis nicht verbessern.
Der hier vorgestellte Verstärker mit BFU530 entspricht sinngemäß dem Tonbandgerät A77 von Revox.
Wohnt man in der Stadt mit einfacher Antenne am Balkon, kann man sich meist einen Vorverstärker sparen.
In der Stadt hat man zusätzlich noch viel man made noise, entspricht dann der Kassette mit Kopie von Kopie.

Im Bild der von mir benutzte Scanner und der hier vorgestellte Vorverstärker.
Den Vorverstärker schloss ich mit Autobatterie direkt hinter der Antenne an.
Danach ab Flur folgten einige Meter Antennenkabel RG58 bis zu mir ins Shack.

73, Andreas

Günter, steht mehr oder minder in den einzelnen Beiträgen!

Ganz am Anfang schrieb ich, NF = ca. 1 dB für den Verstärker.
Laut Datenblatt sind es bei 433 MHz sowie Uce = 8 V und Ic = 10 mA knapp 0,8 dB.
Erfahrungsgemäß sinkt NF hin zu niedrigeren Frequenzen, also hier 50 bis 145 MHz.
Auch gab ich dort den VV mit um die 15 dB Verstärkung an, nicht unnötig viel.
Die gemessenen Werte (Beitrag #32) und die aus dem Diagramm S21 decken sich gut.

Die Leistung ohne Kompression, also kurz vor -1 dB, gab ich mit gut 0 dBm an.
Zum Vergleich, ausgewachsene BK-Verstärker kommen selten über 120 dBµV, gut 10 dBm.
Das sind dann schon die für Verteilungen in großen Mietshäusern, nicht Zweifamilienhaus.

Was macht den Verstärker aus?
In erster Linie seine hier mit Absicht gewollte Breitbandigkeit und der sehr einfache Nachbau.
Eine sonst übliche eingangsseitige Rauschanpassung entfällt, hat schon NF min bei 50 Ω.
Man sieht es in der Datei S2P (Beitrag #33) weiter unten, Werte für Gamma opt.
Der VV ist sinnvoll zum Ausgleich von Kabelverlusten und zum Nachhelfen bei tauben Empfängern.

73, Andreas

Schlussbetrachtungen

Wie ich zuvor schon schrieb, sollte der Beispielverstärker möglichst einfach sein, nachbausicher.
Mit Absicht wurde es ein Breitbandverstärker ab obere Kurzwelle bis 70 cm, also weiter Frequenzbereich.
Der hat durchaus seinen Reiz, um mit ihm herumzuprobieren, bevor man einen selektiven VV baut.
Nachteil ist natürlich, der fängt sich alles ein, auch FM-Radio UKW, kann manchen RX überfordern.
Am ehesten wird man den Verstärker direkt hinter der Antenne für SDRs oder übliche Scanner nehmen.
Erst später herausgefunden, statt BFU530(A) kann man auch den BFU550(A) nehmen, NF praktisch identisch.
Nicht ausprobiert, nur S-Parameter 10 mA angesehen, sollte bei gleichem Arbeitspunkt 1:1 funktionieren.
Auch der BFU550 hat die nette Eigenschaft mit Rauschminimum bei 50 Ω für einen weiten Frequenzbereich.

Ich schnitt es nur kurz an, in den allermeisten Fällen macht man eine schmalbandige Rauschanpassung.
Normalerweise will man VVs nur für ein Amateurfunkband haben und dann meist der Bereich CW und SSB.
In den Fällen ist es reichlich uninteressant, ob wie hier ein Rauschminimum bei 50 Ω gegeben ist.
Man baut üblicherweise ein schmales Eingangsfilter, dessen Ausgangsimpedanz Gamma opt = NFmin entspricht.

Günter erwähnte den BFP196 (max Ic = 150 mA) von Infineon, rauschärmer und besser erhältlich ist der BFR193.
Man bekommt ihn günstig bei vielen Händlern, Reichelt hat ihn aktuell für 19 Cent im Programm:
INFINEON HF-Bipolartransistor, NPN, 12V, 0,08A, 8GHz, SOT-23 | HF-Transistoren günstig kaufen | reichelt elektronik
Die beiden Transistoren von Infineon haben jedoch keinen Arbeitspunkt 50 Ω für minimales Rauschen.
Im ersten Bild, generiert aus NFmin Infineon, sieht man das Optimum für 8 Volt und 10 mA beim BFR193.
Die dicke gelbe Linie ist wieder eine gute Schätzung für die Amateurfunkfrequenzen 50 bis 146 MHz.
Sollte es den BFU530 oder BFU550 nicht mehr geben, kann man stattdessen den BFR193 von Infineon nehmen.
Das Ergebnis ist nicht ganz so schön bei 50 Ω, vertretbar, vermutlich ca. 0,4 dB mehr gegenüber BFU530.
Im Bild nicht eingezeichnet, NFmin beim BFR193 für 450 MHz 0,87 dB und für 2400 MHz 2,05 dB.

Hier nahezu perfekt ist der SiGe BFP640(F) von Infineon, wenn man ihn direkt an 50 Ω anschließen möchte.
Mit dem gelingt im Arbeitspunkt 3,5 Volt und 20 mA ein sehr weiter Frequenzbereich bis über 2,4 GHz.
Man schaue sich die Graphik an, alles bis 2,4 GHz ist nahezu im Mittelpunkt 50 Ω des Smith-Diagramms.
Rechts ist 450 MHz (niedrigste Frequenz in der Simulationsdatei S2P) und links das andere Ende mit 5,5 GHz.
Aktuell gibt es den BFP640 (Gehäuse SOT-343R) bei Reichelt für günstige 37 Cent bei Einzelabnahme:
INFINEON HF-Bipolartransistor, NPN, 4V, 0,05A, 0,185W, SOT-343R | HF-Transistoren günstig kaufen | reichelt elektronik
Der BFP640 überzeugt bei NF ab GHz, bis 900 MHz NF=0,82 dB, 2,4 GHz=0,9 dB und 10 GHz NF=1,64 dB.
Anbei die Datei S1P für den BFP640F im Arbeitspunkt Uce = 3,5 Volt und Ic = 20 mA, wieder .txt entfernen.
Die Daten finden sich in den Simulationsdateien S2P, man muss sie jedoch ins Format S1P umschreiben.
Nebenbei, im Arbeitspunkt Uce = 3,5 V und Ic = 12 mA bekommt man ein ähnliches Ergebnis für 75 Ω.

Gibt es gute leicht verständliche Lektüre zum Thema Rauschanpassung bei Transistoren?
Solche ist mir nicht bekannt, ich suchte schon mehrfach danach.
Mein Wissen stammt hauptsächlich aus Uniskripten, Fachveröffentlichungen und App Notes von z.B. NXP.
Letztere sind meist hilfreich beim Thema Noise Circles, Abschätzung NF außerhalb des Optimums.
Im dritten Bild sieht man, ist allerdings ein BFG67 von Philips, wie die typischerweise aussehen.
Zum BFU530A gibt es die AN11379 (Application Note) als PDF-Datei, findet man bei NXP.

73, Andreas

Zwei habe ich noch!

Zuvor schrieb ich, vermutlich kann man statt des BFU530 hier auch den BFU550 nehmen.
Ich schaute mir anfangs nur die S-Parameter an, simulierte dann auch mit BFU550 statt BFU530.
An der Schaltung änderte ich nichts, also lediglich den BFU550 genommen, funktioniert prima!
Ganz identisch sind die Ergebnisse nicht, es handelt sich nur um vernachlässigbare Nuancen.
Unten die Datei S2P für den Arbeitspunkt Uce = 8 Volt und Ic = 10 mA, passt auch für 9 mA.

Bekommt man irgendwann BFU530 und BFU550 nicht mehr, schlug ich den BFR193 von Infineon vor.
Der hat halt den Nachteil, daß er keinen Arbeitspunkt mit NFmin für direkt 50 Ω hat.
Das zeigte ich zuvor im Diagramm, immerhin nähert er sich bei sinkender Frequenz dem Mittelpunkt.
Bei 435 MHz sollte man mit etwa 0,4 dB mehr bei NF (noise figure) rechnen.
Je weiter man sich vom Optimum, also NFmin = Gamma opt, entfernt, desto mehr steigt NF.
Man schaue sich noch mal zuvor beim Beitrag #38 Schlussbetrachtungen die Graphik Noise Circles an.

Auch hier mit BFR193 nahm ich wieder 1:1 die zuvor gezeigte Schaltung mit BFU530, Ic = 10 mA.
Nochmals den Verstärker tatsächlich aufgebaut habe ich nicht, nur Betrachtung der Simulation.
Das funktioniert ganz gut, abgesehen von NF mit nicht so schönen Werten, kann man so bauen.
Bei S21 knickt die Kurve etwas früher ab, knapp 1 dB weniger gegenüber BFU530 bei 435 MHz.
Netterweise wurde die Ausgangsanpassung S22 in Richtung 435 MHz etwas besser.
Auch die Schaltung ist soweit angenehm brauchbar bezüglich Schwingneigung, shaded area bei S11.
Schwingneigung tritt gern bei hohen Verstärkungen und vielen verwendeten Blindwiderständen auf.
Anbei die Dateien mit den Streuparametern S2P, mit denen ich simulierte, wieder .txt entfernen.

73, Andreas