QRP und Selbstbau: W7ZOI 40M Direct Conversion Receiver

Ich habe keine weitere Anfrage bekommen und mit den Tantals für Gerd ist der Wert für kostenfreie Lieferung erreicht, die Bestellung ist raus.

Hallo Nachbau-Fans

Ich bin mit den Induktivitäten mal in den mini-Ringkernrechner gegangen.....

Zum einen meint der Rechner jeweils eine oder zwei Windungen mehr.....zum anderen scheint die Drahtstärke recht unkritisch. Für die Oszillatorspule müsste sogar 0,5er Draht noch gehen...... der wäre auch für die Spulen im Eingangsfilter noch unproblematisch

ausmessen vor dem Einbau ist auf jeden Fall angesagt !!

Hallo Technikinteressierte

Wenn wir in der Empfängerschaltung weiter gehen, dann kommt jetzt der technisch wohl interessanteste Teil mit schon einigen Ansprüchen ans Verständnis: der Mischer.

Der Mischer wird durch einen Differenzverstärker (Q3 + Q4) gebildet, bei dem der Strom der "Stromsenke" (Q5) durch die Eingangs-HF gesteuert wird und das eine zu mischende Signal einbringt. Als zweites zu mischende Signal wird das Oszillator-Signal an den einen (linken) Eingang des Differenzverstärkers gelegt, der zweite (rechte) Eingang hängt HF-mässig an Massepotenzial. Da das Ausgangssignal eines Differenzverstärkers aus dem Produkt aus dem Strom der Stromsenke und dem Differenz-Signal besteht, wird also das Oszillatorsignal mit dem HF-Eingangssignal multipliziert, also "gemischt". Der Strom der Stromsenke bestimmt die Verstärkung des Differenzverstärkers. Das klingt alles wahrscheinlich komplizierter als es tatsächlich ist. Gehen wir die Sache doch schrittweise an.

Als erstes betrachten wir die Spannungspegel an den Transistoren. Wir haben wieder einen festen Spannungsteiler, welcher die jeweilige Basis DC-mäßig auf ein vorgegebenes Potenzial legt. Dieser Spannungsteiler besteht aus R17 (100 Ohm), R27 (6K8), R28 (3K3) und R25 (3K3). R17 hat wieder zusammen mit C17 die "Tiefpassaufgabe" zur gleichmäßigen DC-Versorgung der gesamten Schaltung. Mit 100 Ohm fällt er im Gesamtwiderstand von über 13 KOhm der Spannungsteilerkette nicht ins Gewicht. R 27 (6K8) und die Summe der Reihenschaltung von R28 und R25 (6K6) sind zwar nicht "exakt gleich"....für die folgende Betrachtung wollen wir den Unterschied mal vernachlässigen. Dann haben wir zwischen R27 und der folgenden Reihenschaltung die Spannung (nahezu) 1:1 geteilt und wir haben an der Versorgung der Basis der Differenzverstärker-Transistoren (Q3+Q4) die halbe Versorgungsspannung, also 4,5V anliegen. diese 4,5V werden jetzt von R28 und R25 nochmal 1:1 geteilt => 2,25V. R21 greift also zur Versorgung der Basis von Q5 genau diese 2,25V ab.

Q5 bildet also eine "Stromsenke". Seine Basis liegt fest auf 2,25V. Als Siliziumtransistor liegt damit sein Emitter auf 1,55 V. Der DC-Emitterwiderstand (R22+R23 => zusammen 690 Ohm) prägt jetzt einen konstanten Strom von 1,55V/690 Ohm auf den Emitter. Dieser ist nahezu identisch wie der Kollektorstrom - Differenz ist nur der sehr kleine Basisstrom. Damit macht der Transistor immer "soweit auf", bis genau dieser Strom von etwas mehr als 2mA durch den Kollektor fließt - das ist die Funktion der "Stromsenke" - eine Konstantstrom-Regelung.

Der Differenzverstärker ist DC-mäßig komplett symmetrisch aufgebaut. R19 und R27 (je 3K3) greifen das Potenzial 4,5 V ab und führen es der jeweiligen Basis zu. Ohne Differenzspannung teilt sich der Strom aus der Stromsenke exakt hälftig auf den jeweiligen Zweig auf - der Kollektorstrom für Q3 und Q4 beträgt also jeweils (etwas mehr als) 1mA. An den Kollektorwiderständen R20 und R24 (je 1K) fällt also ziemlich genau 1 Volt ab. Je nach DC-Verstärkung des konkreten Transistors ist dabei der Basisstrom etwas über, wahrscheinlicher aber deutlich unter 10 mikroAmpere. Damit ist die Gegenkopplung am Basiswiderstand im Bereich von 33 mV - symmetrisch - und zu vernachlässigen.

Als letztes Potenzial können wir sogar noch die Spannung am Emitter von Q3 und Q4 und damit am Kollektor von Q5 "ausrechnen". Die Emitterdioden von Q3, Q4 haben wieder die 0,7V Durchfluss-Spannung. damit ist dieses Potenzial bei (4,5 - 0,7) V = 3,8 V. Wenn wir beim Aufbau noch die Ansteuerung weg lassen könnten wir diese Potenziale mit einem Multimeter messen und überprüfen.

Als letztes betrachten wir hier mal den Querstrom durch den Spannungsteiler, der diese Potenziale festlegt: R17, R27, R28, R25 haben zusammen 13,5 KOhm. Der Spannungsteiler wird von 9V gespeist. Also fließt ein Querstrom von 9/(13,5 *10 hoch 3) => 0,66 mA. "Versorgt" bzw. entnommen werden aus dem Spannungsteiler die Basisströme. Für Q3 und Q4 haben wir bereits ausgerechnet, dass die bei einer Verstärkung von 100 jeweils bei jeweils10 mikroA liegen. Zusammen also 20 mikroA. Der Basisstrom Q5 ist bei gleicher Verstärkung identisch mit dieser Summe. So kommen wir auf eine "Last" des Spannungsteilers von 40 mikroA.....also weniger als ein Zehntel des Querstroms. Ich glaube mich zu erinnern, dass das (zumindest früher) noch Inhalt der Afu-Prüfung war, dass der Querstrom eines Spannungsteilers ungefähr beim zehnfachen der Last liegen sollte.....Bedingung also eingehalten !!

So - die DC-Auslegung haben wir also verstanden. Wie ist jetzt das "Kleinsignalverhalten" - also wie wirkt das ganze jetzt auf der HF-Seite. Erstmal wieder zur Stromsenke/Q5.

Für HF ist R23 und damit der größte Teil des Emitterwiderstands durch C25 kurzgeschlossen. Q5 wirkt also für das Eingangssignal aus dem Pi-Filter, abgegriffen zwischen C21 und C22 als Verstärker in Emitterschaltung, mit nur einer geringen Gegenkopplung durch R22. Der DC-mäßig konstante Strom der Stromsenke wird also auf der HF-Seite mit dem Antennensignal moduliert und massiv verstärkt. Damit wirkt er auf den Differenzverstärker.

Beim Differenzverstärker ist der eine Eingang an Q4 über C26 für HF auf Masse gelegt. Am anderen Eingang wird das Oszillator-Signal über C16 und R16 direkt an die Basis von Q3 gelegt. Damit bekommen wir als verstärktes Differenz-Signal eine komplexe Mischung aus einmal dem Antennensignal, zum anderen dem Oszillatorsignal, aber eben auch dem mit dem Oszillatorsignal multiplizierten, also gemischten Antennensignal. Bei einem "normalen HF-Mischer" will man die ursprünglichen Signale natürlich möglichst nicht mehr im Ergebnis haben. Dafür hat ein gewisser Mister Gilbert eben die "Gilbert-Zelle" erfunden. Dabei sind 3 solche Differenzverstärker so zusammengeschaltet, dass im Ergebnis die Ursprungsfrequenzen nicht mehr enthalten sind. Hier beim Direktmischer hat die "Wunschfrequenz" - also die NF - einen derartig großen Abstand von allen anderen Produkten (7 MHz Antennensignal, 7 MHz Oszillator, 14 MHz Antennensignal plus Oszillator) dass sie sehr einfach ausgefiltert werden können. Dies erledigen C22, C23 und C24. Damit steht als Ausgang das NF-Signal zur Verfügung und wird über C27 und C28 an den NF-Verstärker-Teil gekoppelt.

Auch hier gilt wieder: in meiner theoretischen Betrachtung könnten sich natürlich Fehler eingeschlichen haben - für entsprechende Hinweise bin ich dankbar. Zur einfachen Übersicht habe ich wieder den betreffenden Teil des Schaltplans angefügt.

Noch ein interessanter Ringkernrechner!

Bei dem muss man lediglich den AL-Wert kennen, einzelne Kerne sind nicht hinterlegt.
Magnetic core saturation
Hier nicht wichtig, mit dem kann man auch berechnen, ob es mit der Sättigung passt.
Bei Leistung, Balun oder Übertrager Endstufe, sollte man die Sättigung betrachten.
Kennt man die Sättigungsfeldstärke nicht, kann man grob 1 T oder 10000 G bei Eisenpulver ansetzen.
Gegenüber Ferrit bekommt man mit Eisenpulverkernen etwa die zehnfache Leistung hin.

73, Andreas

Der AL Wert ist ein Hilfswert zur Ermittlung der Induktivität einer Wicklung auf einem bestimmten Kern, er ist keine Materialgröße. Um eine praktische Spule zu errechnen ist der Mini-Ringkernerechner besser geeignet.

Um die Sättigung eines Kerns aus einem bestimmten Material zu errechnen braucht man eine Menge Parameter als Eingangsgrößen, die vorab ermittelt werden müssen, neben den Materialkenngrößen z. B. die Windungszahl, die Frequenz, die anliegende Spannung und den Kernquerschnitt. Nach meinen Erfahrungen wird die Gefahr der Sättigung bei HF- Ferritttrafos überbewertet, sie wird weit seltener erreicht als landläufig angenommen und wenn, dann hauptsächlich bei kleinen Kernen, hohen Leistungen und tiefen Frequenzen. Die Erhitzung durch Kernverluste und das Erreichen der Curie Temperatur ist eher eine limitierende Größe. Das sind aber per se keine QRP Probleme.

73

Günter

Quote from DH4NWG

ausmessen vor dem Einbau ist auf jeden Fall angesagt

Genau deswegen habe ich das so geschrieben.

Was der Mini-Ringkernrechner auf alle Fälle kann ist wohl das Ausrechnen des maximalen Drahtdurchmesser. Das ist ja letztendlich reine Geometrie....

So liebe Technik-Interessierte

Wir kommen zum letzten Teil. Als erstes den Eingangsfilter. Es handelt sich um einen "doppelten Pi-Filter" als Tiefpass. Also zwei Induktivitäten im Signalpfad und dazu 3 Kapazitäten gegen Masse. Die letzte Kapazität wird aus der Reihenschaltung von C20 und C21 gebildet, wobei C21 noch die BE-Kapazität von Q5 (ca 25 pF nach Datenblatt) parallel hat. Damit kommt man für diese dritte Kapazität auch wieder ziemlich genau auf die 470 pF, welche ja auch C19 am Eingang hat....

Hier RE: W7ZOI DC-Receiver 40 m Nachbau hat Andreas das Filter bereits simuliert und gezeigt, dass es sogar bei 7 MHz eine kleine Resonanzüberhöhung zeigt. Und dass es auf etwas geringere Induktivitäten, z.B. bei Verwendung von Festinduktivitäten, recht unempfindlich reagiert. C20 koppelt die DC-Versorgung der Basis von Q5 vom Filter ab. Am Eingang ist noch RV2 um den HF-Pegel und damit die Lautstärke eines Signals einstellen zu können.

Als zweites die "allgemeine Stromversorgung. Hier haben wir als U3 einen Linear-Regler mit 9V Ausgangsspannung. 10 mikroF (C6) im Eingang und genauso im Ausgang (C29) sind nach Applikation. Dazu im Ausgang noch der "etwas schnellere" C30 mit 100 nF zum Block der HF. Auf der Eingangsseite ist noch eine LED (D3) mit Vorwiderstand (R33) bestückt. Darauf dass R33 im Originalwert von 390 Ohm bei 12V einen recht hohen Strom durch D3 verursacht hat Andreas auch schon hingewiesen. Je nach LED und dem dafür notwendigen Strom kann und sollte dieser Wert variiert werden.

Als letztes noch die NF-Verstärkung durch U2, den LM386. Dieser ist nach Applikation beschaltet. R29 und C15 sorgen mit gewohnter Tiefpassfunktion wieder für eine Entkoppelung der Versorgungsspannung. C31 zwischen Pin 1 und 8 sorgt für eine Verstärkung von 200. Ohne C31 wäre diese nur 20. Das ist ebenfalls in der Applikation des Datenblatts beschrieben.

Was nicht vorhanden ist ist eine Lautstärkereinstellmöglichkeit auf NF-Seite. Da bei U2 tatsächlich beide Eingänge mit einem von GND entkoppelten Differenzsignal angesteuert werden wäre eine Möglichkeit zur Nachrüstung ein am besten logarithmisches Stereopotentiometer von 2 x 10 KOhm, welches R30 und R31 ersetzt. Die Eingänge an Pin 2 und 3 werden dann an die Schleifer des Potis gelegt.

Wieder bin ich für Hinweise auf eventuelle Denkfehler in meiner Betrachtung dankbar. Sollte jemand Fragen zu irgendwelchen Teilen der Schaltung haben, so können wir diese gerne diskutieren und ich werde mich bemühen sie zu beantworten. Ich hoffe, dass die Schaltungsanalyse für den Einen oder Anderen hilfreich war/ist. Über Resonanz freue ich mich natürlich.

Den Schaltungsteil der Stromversorgung und des NF-Verstärkers füge ich wieder an. Der Eingangsfilter war bereits beim Mischer mit abgebildet. Insgesamt sollte man natürlich immer das komplette Original-Schaltbild verwenden.

Liebe Funkfreunde,

ich habe LTspice bemüht, um den Differenzverstärker zu simulieren, mischer_hs.asc.txt siehe Anhang;( '.txt' entfernen).

Der Mischer funktioniert optimal mit hoher Oszillator-Spannung
( ab ca. 100 mV bis 3v getestet) und liefert einen schönen 1 kHz Ton.
Eingänge : fOsc= 7 MHz und fAnt= 7.001 MHZ => fNf = 1 KHz

Bei kleinen Antennenspannung < 1mV wird die Ausgangsspannung ,gemessen zwischen
den Differenzausgängen Q3.R20 und Q4.R24 verzerrt und die NF ist in der Simulation
kaum noch zu erkennen.

Kann man die Simulation für kleine Antennenspannungen noch verbessern ?

73 Heribert

Hallo Heribert, da spielt der in der Simulation verwendete BC337 mit eine Rolle. Dieser Transistor entspricht nämlich eher dem 2N2222A und ist wie dieser erst bei Strömen über 10 mA in seinem optimalen Arbeitsbereich. In der Schaltung fließen aber nur 2 mA Kollektorstrom. Mit dem eigentlich vorgesehenen 2N3904 bzw. einem MMBT3904, der für niedrigere Ströme optimiert ist, und auch viel kleinere Basis-Emitter und Collector-Basis Kapazitäten hat, sieht das schon besser aus. Betrachtet man sich die FFT in der Sim mit mmbt3904, 3V Uosc und 0,1V Signal, ist durch die Verzerrung die Harmonische der 1 kHz ca 20 dB abgesenkt (ca 10% Klirrfaktor des Audio Signals).

Modell vom MMBT3904 von NXP/Onsemi und ein Model von Diotec hängen an

73, Günter

Hallo Günter,

danke für die Erläuterung. Ich werde es mit den anderen Modellen ausprobieren.

73 Heribert

Hallo Heribert und Nachbauer,

mir ist noch etwas aufgefallen, was die Simulationsergebnisse des gemischten Audio-Signals bei kleinen Empfangssignalen deutlich besser macht und was auch in der praktischen Schaltung nützlich sein würde. Es fehlt ein Abblockkondensator am Basisspannungsteiler (Knoten von R19, R26, R27, R28). Ohne den werden die Basisvorspannungen aller aus diesem Knoten gespeisten Transistoren abhängig von den Basisströmen in miteinander verkoppelt und beeinflussen sich unerwünscht; nicht viel, aber bei kleinen Signalen in der Simulation mit merklichen Auswirkungen. Eine saubere DC-Verblockung einer gemeinsamen Basisvorspannung ist eigentlich obligatorisch in einem hochfrequenten Schaltungs-Design und es wundert mich, dass das in der W7ZOI Schaltung aus seinem Buch nicht vorgesehen oder vergessen wurde.

73, de

Günter

Sehr guter Hinweis, lieber Günter.....vielen Dank

Wäre es nicht günstig, an der Versorgung von Q5 aus dem Spannungsteiler, also am Knotenpunkt von R21, R25, R28 auch nochmal 100 nF gegen Masse vorzusehen ??

Quote from DH4NWG

Wäre es nicht günstig, an der Versorgung von Q5 aus dem Spannungsteiler, also am Knotenpunkt von R21, R25, R28 auch nochmal 100 nF gegen Masse vorzusehen ??

Ja klar, schon aus Prinzip. Quantitativ wirkt sich in dieser praktischen Schaltung die DC-Verblockung der Basisvorspannung von Q7 am Knoten (R21, R25, R28) jedoch nur um einige Zehnerpotenzen geringer aus, als die fehlende DC-Abblockung des Basisspannungsteiler für Q3 und Q4. Während an der Basis von Q3 mehrere Volt Oszillatorsignal am Basisspannungsteiler zerren, liegen an der Basis von Q5 nur die Empfangsspannung im Bereich von Mikrovolt oder allenfalls Mlllivolt als DC-Störgröße. Das ist der Grund, warum eine fehlende DC-Verblockung sich dort geringer oder nicht merklich auswirkt.

73, Günter

Sehr schön erklärt - vielen Dank

Moin,

wie sah denn der ursprüngliche mechanische Aufbau des RX in den 60ern aus? Platine, Lochraster, ugly Constraction, freie Verdrahtung? Im Druckwerk von damals wird es doch mindestens ein Foto geben... Ich komme darauf, weil ich im Aufbauthread über die VFO Drift lese. Wes war gerne portabel unterwegs. Ich kann mir nicht so recht vorstellen, dass er mit Richard Kimble-Oszillatoren qrv war. Sind die frequenzbestimmenden Komponenten 1:1 in Wert und Bauform in die moderne Version übernommen worden?

Der RX stammt nicht aus den 60ern, viel später. EMRFD 1. Ausgabe 2003, Abschnitt 1.8A "A Direct Conversion Receiver using a discrete Product Detector"

Und so sah das aus, handgezeichnete selbst geätzte Leiterplatte

qrpforum.de/index.php?attachment/28041/

73, Günter

Danke für die Info.