Simple SDR (KF6SJ) neu gestaltet - Tester gesucht

Hallo Wolfgang,

also die Beiträge in diesem Thread hatte ich alle gelesen... na egal.

Falls für das Frontend fertige RF-Übertrager benötigt werden, hätte ich folgendes anzubieten:

Ü = 1:4 mit Mittelanzapfung :

TTWB-4-BL 0.150...500 MHz

JTX-4-10T 50 ... 1000 MHz

s. Bild.

ansonsten wären noch verfügbar :
MACOM ETK 4 -2T
MABA-ES 0040
TCM2-1T+
ETC1-1T
TTWB-4-A

Bei den Filterblöcken dachte ich, dass der Prozessor die MAC-Einheit (Multiplikation/Addition) irgendwie bedient,
aber gut, wenn das nebenher läuft dann entscheidet ja hauptsächlich das Verhältnis von MAC-Takt zum Sampletakt
über die Anzahl der Taps die man bei den Filtern realisieren kann. Oder ist diese fest wegen begrenztem Koeffizienten-Speicher?
Habe leider keine Zeit mich da einzulesen, Job und Familie sind stressig genug

73
Markus

[Blockierte Grafik: https://www.dl1dsn.de/Bilder/RF_Transformer.jpg]

Hallo Wolfgang,
ich kann das Bild nicht richtig einordnen. Kannst du mal bitte kurz die Rahmenbadingungen angeben und an welchem Messpunkt dieses Spektrum entstanden ist?

Grundsätzlich werden die Schalter des Schaltmischers (genau wie die Dioden bei einem Ringmischer) rechteckig angesteuert. Auf - Zu.
So lange die I/Q Rechtecke, die den Analog-Schalter ansteuern steilflankig, sauber und jitterfrei periodisch sind, sollten die kleineren Oberwellen des Oszillators keine Auswirkungen auf das Schaltverhalten haben. Notfalls muss noch eine Schmitt Trigger Impulsformerstufe dazwischen, wie z.B. beim Softrock. Eine Vorselektion muss auf jeden Fall sein, um Mehrfachmischung auf Harmonischen zu vermeiden.

Damit der QSD Mischer gute Spiegelfrequenzunterdrückung aufweist, soll die Sample and Hold möglichst symmetrisch aufgebaut sein. Insbesondere die Widerstände nach dem Schalter und an den OpAmps sollten nur 1% Toleranz haben, die Sampling Kondensatoren sollten verlustarme Folientypen mit 2% Toleranz oder besser sein. X7R Keramik Vielschichtkondensatoren sind an dieser Stelle nicht ausreichend.

73,
Günter

Hallo Wolfgang,
ich denke auch dass mit dem verwendeten DDS-Konzept das Spektrum nicht viel besser sein kann.
Wenn ein Accumulator mit 40 MHz getaktet wird und Du addierst ein Frequenzwort für 7 MHz Output,
dann wird da schon ordentlich Jitter auf dem MSB drauf sein meine ich.
Das und die Rechteckform selbst führen dann zu interessanten Spektren.
Ob das mit einem derartigen Low-Cost Ansatz besser hinzubekommen ist - es wird zumindest schwierig glaube ich.
73
Markus

Nur mal so ins Unreine gedacht..

Wenn man statt dem "Simple-SDR" ein "etwas weniger Simple SDR" in Kauf nimmt, dann könnte man auf den schmutzigen VFO im PSoC verzichten und - nach dem Softrock Prinzip - auf eine Silabs Si570 PLL und zwei FlipLops ausweichen, um die I/Q Quadratur-Signale sauber zu erhalten. Der PSoC kann dann ja die Kommunikation zwischen Mensch und dem Si570 übernehmen und es wäre immer noch ein supergünstiger Standalone SDR RX.

Günter

Zitat von DH1AKF

eben habe ich mal nach dem SI570 gesucht, und fand z.B. diese Angebote:
https://www.mouser.de/ProductDetail/Sili?BX870f%252bRROJ
https://www.box73.de/advanced_search_res?&keywords=si570

Ja das sind keine Schnäppchenpreise je nachdem welche Version man kauft. Aber bei SDR-Kits ( die auch den VNWA3 vertreiben), zahlt man ca 10 GPP für die 210MHz Variante.

Zitat von DH1AKF

Vielleicht schafft man es, dem SI5351A die zwei benötigten Phasen zu entlocken, so wie es Hans Summers beim QCX macht

Das wär natürlich toll, die Adafruit Clones gibts ja wie man an deinen Links sieht, zum Knallerpreis von 5Euro auf Platine mit SMA Buchsen. Aber auch wenn es mit I und Q nicht klappen sollte, ein 7474 kostet nicht die Welt.
73
Günter

Hallo Wolfgang,
ich habe schon mal eine Phasenverschiebung programmiert mit den SI5351A. Das wird über ein Delay gemacht. Ich habe das mal mit Deep übersetzt:

"Die Ausgänge 0-5 des Si5351 können mit einem unabhängigen Anfangsphasenversatz programmiert werden. Der Phasenversatz
Parameter ist eine vorzeichenlose ganze Zahl, wobei jedes LSB eine Phasendifferenz von einem Viertel der VCO-Periode darstellt,
T VCO /4. Verwenden Sie die folgende Gleichung, um den Registerwert zu bestimmen."

CLKx_PHOFF [ 4:0 ] = Round ( Gewünschter Versatz[sec] * 4 * F[VCO] )

Für CLK0 ist das das Register 165

Ich habe das nur mal kurz getestet und war nicht so richtig zufrieden. Das ändert sich bei jeder Frequenzverstellung!!! Überhaupt ist die Programmierung des SI5351 sehr kryptisch und schwer zu verstehen. Aber ich habe meinen VCO so hinbekommen, dass über den ganzen Frequenzbereich mit einer minimalem Schrittweite von 1Hz funktioniert. Das hat mich schon beeindruckt.

vy 73 Andreas, DL4JAL

Hallo Wolfgang, elektor sdrshield 2.0 hat bereits si5351 on board
73 de Ali , DJ0TK

Zitat von DJ0TK

elektor sdrshield 2.0 hat bereits si5351 on board

..mit 7474 D-Flip-Flop zur Erzeugung von I und Q beim LO: http://downloads.cdn.re-in.de/…-ELEKTOR_SDR_RELOADED.pdf

73
Günter

Hallo Wolfgang,
das wäre prima, wenn das so einfach klappt. Ich muss gestehen, ich habe das nicht genau getestet und untersucht.

73 Andreas

http://www.qrp-labs.com/images/news/dayton2018/fdim2018.pdf
Hallo Funkfruende,
in o.a. Beitrag hat Hans Summers beschrieben, wie die 90-Grad-Phasenverschiebung beim si5351
zu programmieren ist; und es funktioniert, wie der QCX zeigt.
73
Heribert

Hallo,

sehr interessant! Damit ist einiges klar geworden. f ist nicht Fvco und damit war Wolfgangs (und auch meine Annahme beim durchlesen) leider falsch.
Die Phasenverschiebung muss also immer angepasst werden, wenn man den Multi-Synth-Divider umschaltet und muss auf denselben Wert gesetzt werden,
irgendwas von 4 ... 126. Und die niedrigste so generierbare Frequenz liegt bei 3.2 MHz.
Ein ganz schöner Affentanz um ein 90 Grad phasenverschobenes Signal zu bekommen.
Auch wenn Summers meint es wäre zu teuer, die 2 simplen 7474 würde ich wohl spendieren, allein schon, um 160m auch mit drin zu haben.

(PS: diese ganze Ultra-Low-Budget Philosophie von ihm kann ich eh nicht nachvollziehen, aber ist wohl seine Religion
er erwähnt z.B. in dem Artikel : "Chinese-manufactured modules using the AD9850" -> diese Dinger sind aus meiner Erfahrung + Messungen der reine Müll.
Nur für allerniedrigste Ansprüche brauchbar. Würde ich nie wieder kaufen. Die Chinesen verlangen teilweise 17 EUR für so ein Modul, bestückt vermutlich
mit ICs di in Taiwan oder sonstwo durch den Final-Production-Test gefallen sind und dann vom Schrott-Verwerter direkt auf die Platinen kommen)

73
Markus

Ich bin an an der Leistung bei der Schaltfrequenz interessiert, die am Ein- bzw Ausgang eines Tayloe Mixers im Empfangs/Sendeberieb erscheint. Sie wird vermutlich durch die nicht perfekte Isolation zwischen Schalt- und Dateneingängen verursacht.

Gibt es auf dem Internet diese Information?
73 de Andreas

Zitat von HB9EHI

Ich bin an an der Leistung bei der Schaltfrequenz interessiert, die am Ein- bzw Ausgang eines Tayloe Mixers im Empfangs/Sendeberieb erscheint. Sie wird vermutlich durch die nicht perfekte Isolation zwischen Schalt- und Dateneingängen verursacht.

Ich weiß zwar nicht ob ich die Frage richtig verstanden habe, fragst du quantitativ nach der Höhe des LO-Durchschlags am Mischerausgang (am ZF/ Basisband Port) oder am Mischereingang (LO-RF Isolation)?

Am Vorhandensein der LO Frequenz ist in erster Linie der Mischvorgang an sich schuld, nicht nur eine mangelnde Isolation zwischen Schalteingang und dem Analogkanal der Analogmultiplexer. Jede Mischung kann mathematisch als eine Multiplikation von Sinusschwingungen, nämlich der LO-Frequenz mit der Empfangsfrequenz betrachtet werden. Dabei entstehen nach dem Additionstheorem neben den neuen ermischten Frequenzen auch die ursprünglichen Frequenzen, also auch die LO-Frequenz. Das ist beim Dioden-Ringmischer genauso. Wie hoch die LO Frequenz auf die Ports durchschlägt hängt von der Bauart des Mischers ab. Bei einem einfachen Mischer ist sie hoch, bei einem doppelt balancierten Mischer ist sie weitgehend unterdrückt. Auf der Basisbandseite (der ZF-Seite) ist das weniger ein Problem, weil die Sample and Hold als Tiefpass wirkt. Auf der RF-Seite ist es ein größeres Problem, weil es über die Antenne abgestrahlt werden kann und Andere stört. Darum sollte vor jeden Schaltmischer eine isolierende Trennstufe vorgesehen werden.

73
Günter

Hallo Günter

Ich meinte die Leistungen, die am Antenneneingang bei Empfang bzw beim Senden anstehen. Letztere kannn der Praxis leider nicht unterdrückt werden, sodass immer auch der Träger im Sendesignal erscheint.

Ich habe den einfachen Mischer von N7ZWY ("Mixer Musings and the KISS Mixer") mit einem SPDT Schalter SN74LVC1G3157 aufgebaut und eine Trägerleistung von ca -20dbm gemessen. Oszilloskopmessungen zeigten kurze Spannungsspitzen bei der Schaltfrequenz, überlagert auf dem Datensignal. Ich vermute, dass kapazitives Uebersprechen vom Schaltersignal auf das analoge Signal, dass geschaltet wird, die Ursache sein könnte, und dass es eventuell Schaltertypen gibt, die besser geeignet wären.

73 Andreas

Zitat von DL1DSN

,,,, die 2 simplen 7474 würde ich wohl spendieren, allein schon, um 160m auch mit drin zu haben.

meine Rede. Es ist ja auch nur ein 7474 notwendig, mit zwei Fliplops drinnen. Das hat sich bewährt, denn damit erhält man exakt symmetrische und um 90 Grad phasenverschobene Rechtecke, was sich beim I/Q Basisbandsignal positiv auswirkt. Zwar braucht man jetzt als LO die vierfache Frequenz, das ist aber für den Si3551 kein Problem, der geht ja bis 200MHz.

73
Günter