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Donnerstag, 5. Januar 2017, 20:55

Verstärker für Empfangsschleifen mit Terminierungswiderstand

Hallo zusammen,

als neuer hier möchte ich mich kurz vorstellen. Ich heiße Bernhard, bin 23h Jahre alt, wohne in Franken und habe meine A-Lizenz 2012 gemacht. Neben gelegentlichem Funkbetrieb beschäftige ich mich mit Firmware, Leistungselektronik und analogem Kram; ganz klassische, diskrete HF-Technik ist der Bereich, an dem ich noch am meisten lernen muss.

Für die unteren Bänder möchte ich eine Doppelschleife nach DK6ED bauen und dazu einen universellen Verstärker für diese Antennengruppe entwickeln. Dabei hoffe ich auf eure Unterstützung.

Die typische Empfangsschleife mit eingefügtem Widerstand hat einige 100 Ohm und einige `zig dBi Verlust. Ein reiner Impedanzwandler wie der SIMWA von Günter, DL4ZAO, ist also unpassend. Auch ein Verstärker mit extrem geringen Eingangswiderstand wie für nichtresonanten Magnetantennen ist, danke ich, ungeeignet.

Mir schwebt vor, die Schleifenimpedanz auf einige kOhm hoch zu transformieren und dann mit einer Leistungsanpassung in einen hochohmigen Verstärker zu gehen, der die fehlenden dBU und die Impedanztransormation macht. Damit lassen sich einige dB "rauschfrei" gewinnen und der Verstärker könnte vielleicht einstufig mit einem OPV auskommen.

Mein Ansatz zur Dimensionierung:
Laut EZNEC hat eine verkürzte DK6ED-Doppelloop bei 40 m -28 dBi und 600 Ohm. Also muss mein Verstärker 28 dB Leistungsverstärkung machen bei 600 Ohm Eingangs- und 50 Ohm Ausgangswiderstand.
1. Übertrager 1:20
2. Zwei LMH6703 als Gegentaktverstärker mit G=4. Der OPV hat nur 3 pA/W(Hz) an Stromrauschen und sollte auch mit hochohmiger Eingangsimpedanz arbeiten, oder? Zum Test habe ich einen AD8000 mit 30 kOhm am Eingang betrieben, war unauffällig.
3. Übertrager 1:2, oder wäre hier ein Strombalun 1:1 besser zwecks IMD? Vermutlich tut sich der LMH6703 schwer mit der kapazitiven Last des Kabels und es wird ein Leistungstreiber wie der OPA2674 nötig?
4. CAT5 Kabel mit 100 Ohm bis in den Shack
5. Übertrager 2:1 zum Transceiver hin

Im Anhang liegt die Originalschaltung von DK6ED mit für mch leider zu geringer Verstärkung und mein erster Ansatz (mit falschen OPVs und Transistoren mangels Modellen).

Macht das Sinn so? Wie würdet ihr das lösen?

Vielen Dank im Voraus und beste 73
Bernhard, DL1BG
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  • ltspice.zip (3,82 kB - 69 mal heruntergeladen - zuletzt: 16. Juli 2017, 10:45)

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Freitag, 6. Januar 2017, 09:52

Hallo Bernhard, willkommen im Forum.

Ich erlaube mir mal, deine angehängte LTSpice Datei aus Gründen der Anschaulichkeit als Schaltbild anzuhängen. Dann geb ich mal meinen Senf dazu


Laut EZNEC hat eine verkürzte DK6ED-Doppelloop bei 40 m -28 dBi und 600 Ohm. Also muss mein Verstärker 28 dB Leistungsverstärkung machen bei 600 Ohm Eingangs- und 50 Ohm Ausgangswiderstand.

1. Übertrager 1:20
Nach dem Schaltbild ist das ein Z 1:50 Übertrager (40µH zu 2mH). breitbandig oder nur für 40m? breitbandig nicht trivial bei diesen Impedanzen.

2. Zwei LMH6703 als Gegentaktverstärker mit G=4. Der OPV hat nur 3 pA/W(Hz) an Stromrauschen und sollte auch mit hochohmiger Eingangsimpedanz arbeiten, oder? Zum Test habe ich einen AD8000 mit 30 kOhm am Eingang betrieben, war unauffällig.
Die von dir als LTSpice Datei angehängte Vestärkersimulationen zeigen in beiden Fällen einen symmetrischen Impedanzwandler als Differenzverstärker. Im einen Fall mit einem OPAmp, im anderen Fall mit FETs. Es herrscht also Spannungsanpassung vor. Die Eingangsimpdanz wird hauptsächlich durch die Widerstandsbeschaltung vor dem OPAmp bzw. dem FET bestimmt. Sollte so funktionieren

3. Übertrager 1:2, oder wäre hier ein Strombalun 1:1 besser zwecks IMD? Vermutlich tut sich der LMH6703 schwer mit der kapazitiven Last des Kabels und es wird ein Leistungstreiber wie der OPA2674 nötig?
4. CAT5 Kabel mit 100 Ohm bis in den Shack
Am besten ein Übertrager kombiniert mit einem Strobalun dahinter, der Übertrager stellt eine Mittensymmetrische Spannung zur Verfügung, der Strombalun erzwingt symmetrische Ströme. Die Last, die der OP "sieht" ist bei einem wellenwiderstandsrichtig abgeschlossenen Kabel nicht kapazitiv, sondern reell. Ein Leiterpaar con CAT5 Ethernet Kabel hat 100Ohm Wellenwiderstand.

5. Übertrager 2:1 zum Transceiver hin
ist OK so an der Schnittstelle Ethernet Kabel 100Ohm zum RX 50 Ohm



73
Günter
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Dieser Beitrag wurde bereits 2 mal editiert, zuletzt von »DL4ZAO« (6. Januar 2017, 10:41)


3

Freitag, 6. Januar 2017, 18:23

3. Übertrager 1:2, oder wäre hier ein Strombalun 1:1 besser zwecks IMD? Vermutlich tut sich der LMH6703 schwer mit der kapazitiven Last des Kabels und es wird ein Leistungstreiber wie der OPA2674 nötig?
4. CAT5 Kabel mit 100 Ohm bis in den Shack
5. Übertrager 2:1 zum Transceiver hin

Hallo Bernhard,

wenn ich mich nicht täusche, hat jedes CAT-Kabel mindestens 2 Kabelpaare. Somit warum nicht 2 Paare parallel verwenden und dann gleich die 50 Ohm haben. Bei symmetrischer Speisung entfällt dann der eine Übertrager und am anderen Ende würde es ein einfacher Strombalum möglich machen unsymmetrisch zu werden.

Ich erlaube mir mal, deine angehängte LTSpice Datei aus Gründen der Anschaulichkeit als Schaltbild anzuhängen.

Danke Günter,

das hat es einfacher gemacht das Thema zu verstehen.

vy 73 de Karsten, DD1KT

  • »DH8DAP« ist männlich

Beiträge: 767

Hobbys: QRP, Ausbildung, Jugendarbeit

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4

Freitag, 6. Januar 2017, 18:48

wenn ich mich nicht täusche, hat jedes CAT-Kabel mindestens 2 Kabelpaare


Hallo Karsten,

die beiden Paare (bzw. alle 4 Paare eines LAN-Kabels) sind mit unterschiedlicher Schlagzahl pro Meter verseilt (um das Übersprechen zu minimieren) und haben daher leicht unterschiedliche Längen. Unterschiedliche Längen bedeutet aber zwangsläufig unterschiedliche Laufzeiten auf der Kabelstrecke. Wenn nun zwei Paare parallel geschaltet werden, dann kommen die Signale auf den unterschiedlichen Paaren zu unterschiedlichen Zeiten an, was Probleme machen wird!

Ich hab gerade mal in einem Messprotokoll für ein solches Netzwerkakbel nachgesehen. Auf einer ca. 40m langen Leitung ist der unterschied zwischen kürzester und längster Doppelader 1m und der Laufzeitunterschied bei dieser Leitung betrug 4 ns zwischen längster und kürzester Doppelader. Wenn ich mich nicht fürchterlich verrechnet habe, dauert eine komplette Welle (also 360°) bei 28 MHz etwa 35ns, was dann eine Phasenverschiebung von etwa 41° zwischen den beiden Paaren wäre (bezogen auf ein 40m langes Kabel, andere Längen = andere Unterschiede) . Das ist sicher nicht zu vernachlässigen!
vy 72 de DH8DAP, Frank aus Schwelm nr Wuppertal, JO31PG

Ich bin Westfale von Geburt und Europäer aus Überzeugung!

www.golf19.de

5

Freitag, 6. Januar 2017, 22:55

Hallo zusammen, vielen Dank für eure Antworten!

Günter, danke für's Anfügen des Schaltbilds.

Zum Übertrager
1:50, ups. Der Übertrager soll von 160 bis 40 m funktionieren.

Zum Verstärker
Ich wollte eigentlich so vorgehen, dass ich die Widerstandsbeschaltung vor dem OpAmp so hochohmig mache, wie es das resultierende Rauschen zulässt. Und dann den Übertrager für die Impedanzen anpassen, deshalb habe ich es Leistungsanpassung genannt. Aber du hast natürlich Recht, es ist trotzem nur eine Spannungsanpassung.

Mittlerweile habe ich mal das Ausgangsrauschen der OP-Verstärkerschaltung gerechnet, siehe Anhang. Wenn ich mich bei der Formel nicht vertippt habe, dann ergibt sich bei 15 kOhm Eingangsimpedanz immer noch ein Rauschen von S5 bei SSB-Bandbreite.
Damit ist die Variante ohne FETs wohl gestorben.

Zum Ausgangsübertrager
>>Am besten ein Übertrager kombiniert mit einem Strobalun dahinter
Ok, überzeugt.
Bei Versuchen mit dem THS3202 und eigentlich nicht schlechter Impedanzanpassung über Microstrip und RG316 musste ich feststellen, dass die Impedanzfehler einen Ausgangswiderstand am OPV von 10 Ohm erforderten, sonst gab es Dellen im Frequenzgang. Das war aber 1 m Leitung und nicht 50; auf der anderen Seite war das mal locker die 100-fache Frequenz, ich bleibe entspannt.

Die Verwendung zweier Leitungspaare im CAT5 hat sich ja dank DH8DAP Frank schon erledigt. Außerdem möchte ich Leitungen sparen für die Umschaltung einer K9AY, einen Kanal mit E-Feld-Antenne für den SDR-Stick, Verstärkungsumschaltung o. ä.

Leider kann ich damit (bis auf die Rechnung des Ausgangsrauschens) vorerst nichts zur Diskussion stellen, ich muss erst mal wieder simulieren.

73
Bernhard
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  • MT-049.pdf (33,87 kB - 124 mal heruntergeladen - zuletzt: Heute, 17:53)

6

Samstag, 7. Januar 2017, 09:43

Hallo Bernhard,
nach der LTspice Noise Simulation des LMH6703 Amps ergeben sich bei 10MHz ein Rauschen von etwa 20nV/SqrHz.
Das wäre ein Stück weniger als deine Rechnung, hängt natürlich auch vom Modell ab.

Datei anbei.

Günter
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  • amp_lmh6703.zip (5,91 kB - 41 mal heruntergeladen - zuletzt: 16. Juli 2017, 00:34)

7

Samstag, 7. Januar 2017, 13:26

Alternativ bietet sich an, vor den OP eine FET Eingangsstufe zu setzen und den OP mit niederohmigen Widerständen zu betreiben. Das bringt das Stromrauschen runter. nach der SIM auf 10nV/SqrHz
Ein LTSpice Datei als Beispiel hängt an, diese Schaltung ist auch höher aussteuerbar, denn die ursprünglich Trafoauskopplung aus der BF245 FET-Sourceleitung geht sehr früh in die Begrenzung.

Günter
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  • FET_LMH6703.zip (4,77 kB - 47 mal heruntergeladen - zuletzt: 16. Juli 2017, 17:45)

8

Samstag, 7. Januar 2017, 14:40

Hallo Günter,
vielen Dank für deine Mühe! Mit etwas Herumrechnen mit verschiedenen Kombinationen aus Übertrager und OPV-Verstärkung kam letztendlich auch nichts anderes heraus, als dass eine FET-Eingangsstufe nötig ist.
Neben der Machbarkeit eines kleineren Übersetzungsverhältnisses im Übertrager bietet sich die Schaltung (mit gebrücktem Übertrager) auch als Verstärker für E-Feld-Sonden oder resonanten Magnetschleifen an. Jetzt fällt mir auch ein, woher ich die FET-Schaltung kenne, den SIMWA :-)
Wenn man den LMH mit nur 10 V versorgt, dann fällt auch das Rauschen noch etwas.

Heute Abend mache ich mich mal an einen konkreteren Vorschlag.

Viele Grüße
Bernhard

9

Samstag, 7. Januar 2017, 23:07

So, jetzt habe ich mit Günter's Vorschlag mal etwas gespielt:
- den ersten Übertrager auf Wicklungszahl 1:9 eingestellt. Sollte für 160 bis 40 m realisierbar sein, was meint ihr?
- BB112 zur Abstimmung von resonanten Schleifen vorgesehen, nur damit ich es nicht vergesse
- einen einfachen Tiefpass für UKW eingebaut. Nachdem der LMH eindeutig vor den J310 in die Begrenzung kommt, habe ich den Tiefpass dazwischen platziert. Zwischen Übertrager und J310 ginge natürlich auch, was meint ihr?
- den OpAmp auf symmetrische Spannungsversorgung umgestellt. Damit wird später natürlich die Schaltung komplexer, aber ich fühle mich bei der Abblockung / HF-Stromführung so wohler.

Das Gesamtrauschen liegt jetzt bei knapp 10 nV/Wurzel(Hz), die Leistungsverstärkung beträgt 26 dB. Tendenziell ist das zu viel, darauf hat mich DK6ED Christian hingewiesen. Die Verstärkung des OPV würde ich daher von 4 auf 2 reduzieren.

Zum Schutz der Schaltung gegen übermäßige Eingangspegel würde ich schlichtweg PESD5-Dioden vorsehen, was meint ihr?

Amplifier_FET_Cascode_LMH6703.zip
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  • Unbenannt.png

10

Sonntag, 8. Januar 2017, 20:45

Mittlerweile habe ich das Konzept etwas ausdetailiert, Kritik ausdrücklich erwünscht...

Als Eingangsübertrager würde ich den BN73-202 nehmen. Idee: zwei Kerne gestockt, darauf eine Windung mit Mittelanzapfung (Masse) für die Primärspule aus "dick" isoliertem Draht zur Verringerung der Streukapazität und 9 Windungen sekundär. In Folge der nicht üppigen 36 µH verliere ich damit bei 1,8 MHz rund 0,6 dB, wegen der hohen Ausgangsimpedanz fällt die Verstärkung bei 7,2 MHz bereits um knapp 2 dB.
Alternativ wären auch 2 Windungen primär und maximal viele Windungen sekundär (vermutlich kaum mehr als 9) denkbar, das macht den Frequenzgang viel ebener aber kostet sicher etliche pF an Streukapazität und "rauschlosen Gewinn".

Für den Ausgangsübertrager auf 100 Ohm symmetrisch sollte der T-622-X65 passen, oder habe ich mich schon wieder in der Anpassung vertan? Was denkt ihr, taugt der zur Not auch noch für Grimeton auf 17 kHz?

Die ganze Schaltung würde ich zweimal auf die Leiterplatte designen. Einmal mit den bei K9AY-Loops üblichen Relais für die Richtungsumschaltung sowie Kapazitätsdioden, einmal ganz einfach und ohne Übertrager.
So kann man am einfachen Eingang einen verkürzten Dipol für den SDR-Empfänger anschließen und am zweiten Eingang wahlweise:
- zwei widerstandsterminierte Schleifen beliebigen Typs
- zwei verschieden große Schleifen als Magnetic Loop für jeweils zwei Bänder
- einen zweiten Dipol

Bei der Spannungsversorgung sind natürlich die -5V das größte Problem. Bei 20 dBm Ausgangsleistung braucht ein LHM6703 maximal 35 mA, also brauchen beide Verstärker zusammen je 140 mA auf +5 und -5V. Das riecht entweder nach einem diskret aufgebauten Schaltregler neuerer Generation (z. B. TPS62170) oder nach dem Rückzug auf einpolige Spannungsversorgung.

Damit ist das CAT5 übrigens schon voll belegt:
- Antenne 1 + Spannungsversorgung
- Antenne 2 + Vorspannung für die Kapazitätsdioden
- Relais zur Richtungsumschaltung

11

Sonntag, 8. Januar 2017, 23:08

Primärspule aus "dick" isoliertem Draht zur Verringerung der Streukapazität

Abstand ist gut, aber oft haben Isolationen ein recht großes Epsilon-r. Luft ist da, falls möglich, meist besser.

Alternativ wären auch 2 Windungen primär und maximal viele Windungen sekundär (vermutlich kaum mehr als 9) denkbar, das macht den Frequenzgang viel ebener aber kostet sicher etliche pF an Streukapazität und "rauschlosen Gewinn".

Ich verstehe dem "rauschlosen Gewinn" nicht ganz: Wenn die Eingangsimpedanz hochtransformiert wird, dann auch entsprechend das Rauschen der Impedanz. Macht man da dann auch noch wieder Verluste, dann steigt damit auch das Rauschen. Bestenfalls hat der Transformator die Rauschzahl 1, wobei aber vor dem Trafo und nach dem Trafo aber unterschiedliche Bezugsimpedanzen verwendet werden müssen.

Das S/N wird so ein Trafo nicht verbessern, falls ich da etwas nicht falsch verstanden habe. Aber ich lerne da gerne auch noch neues hinzu.

Mein Gefühl sagt mir (es fehlt mir die Zeit das nachzurechnen), dass ein Verstärker ohne Transformation oder z.B mit vorheriger Transformation auf 50 oder 100 Ohm genauso rauscharm sein wird. Nur müsste man dann zumindest für die 1. Stufe z.B. einen Norton-Verstärker verwenden, wie in der Schaltung vom QRP-Projekt für die aktive Loop-Antenne.

vy 73 de Karsten, DD1KT

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Montag, 9. Januar 2017, 08:50

Ich verstehe dem "rauschlosen Gewinn" nicht ganz: Wenn die Eingangsimpedanz hochtransformiert wird, dann auch entsprechend das Rauschen der Impedanz. Macht man da dann auch noch wieder Verluste, dann steigt damit auch das Rauschen. Bestenfalls hat der Transformator die Rauschzahl 1

Karsten, das würde bei Leistungsanpassung des Trafos gelten.
In diesem Falle wird aber nur beabsichtigt, die Spannung hochzutransformieren und mit Spannungsanpassung an einem hochohmigen Verstärker zu arbeiten. Es mindert insofern das Zusatzrauschens der 1. Stufe, weil das Verhältnis der sekundär anliegendem Signalspannung zur Rauschspannung des FETs dadurch günstiger wird. Das externe, empfangene S/N bleibt natürlich unverändert.

Nur müsste man dann zumindest für die 1. Stufe z.B. einen Norton-Verstärker verwenden, wie in der Schaltung vom QRP-Projekt für die aktive Loop-Antenne.

Ein Norton Verstärker ist niederohmig und hat identische Ein- und Ausgangsimpedanzen, er hätte also einen 50 Ohm Eingang und wäre schon aus diesem Grunde hier als 1. Stufe vollkommen ungeeignet. Wenn man den Eingangspost liest, handelt es sich hier ja hier nicht eine elektrisch kurze "Small magnetic loop" wie die QRP-Projekt Loop, die im quasi-Kurzschluss betrieben wird, sondern um eine lange Loop mit viel höheren Fußpunktimpedanzen und gänzlich anderem elektrischen Verhalten.

73
Günter

Dieser Beitrag wurde bereits 1 mal editiert, zuletzt von »DL4ZAO« (9. Januar 2017, 09:37)


13

Donnerstag, 12. Januar 2017, 21:06

Hallo zusammen,

in der Zwischenzeit habe ich die Schaltung mal in Eagle gebracht und konkrete Bauelemente herausgesucht.
- alle Widerstände und Kondensatoren 0805 (bis auf den Terminierungswiderstand
- Induktivitäten: Fastron 1812AF
- Überspannungsschutz Eingang: PESD5, fehlen noch im Bild
- Eingangsübertrager: 2 mal BN73-202 gestockt, 2 + max. Windungen 0,15 CUL
- Ausgangsübertrager: T-622-X65
- Gleichtaktdrossel: Würth WE-SL2 1µH
- Anschluss der Schleife über BNC für geschirmte Schleifen oder (üblicherweise) Lüsterklemme

Die Schaltung passt im Layout ungefähr auf 80x80mm².
Massekonzept: die Schaltungsmasse ist "freifliegend" nur über Überspannungsdioden mit Gehäuse oder CAT5-Schirm verbunden. Ob der CAT5-Schirm mit einem metallischen Gehäuse verbunden sein würde, da bin ich mir nicht sicher.

Meine wichtigsten Fragen ans Forum:
- Kritik am Vorschlag natürlich
- Wäre anstelle der MMBFJ310 vielleicht ein BF862 geeigneter wegen seinem geringen Spannungsrauschen?

Viele Grüße und Danke, 73
Bernhard
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  • Amplifier_v1.png

14

Freitag, 13. Januar 2017, 11:03

- Wäre anstelle der MMBFJ310 vielleicht ein BF862 geeigneter wegen seinem geringen Spannungsrauschen?


Ich denke ein J310 und ein BF862 nehmen sich da nicht allzuviel. Das geringe Rauschen beim BF862 ist ja nur bei 100kHz spezifiziert, das macht ihn insbesondere bei den HiFi Esoterikern sehr beliebt. Ob er sich bei HF über den MMBFJ310, der zumindest eine Rauschzahl von 3 bei 450MHz im Datenbaltt ausweist, abhebt, wäre einen Versuch wert. Bei deiner Loopgröße ist das Rauschen sowieso kein limitierender Faktor. Du wirst voraussichtlich mehr externes Rauschen auffangen.

Interessant bleibt, wie sich das Würth SL-2 Line-Filter als Breitband-Ausgangsbalun macht. Ich hab da bisher immer selbst auf Ring- oder Doppellochkern gewickelt.

Mit geschirmten Koax-Schleifen wirst du mit eine Verstärker wie diesem mit hoher Eingangsimpedanz als aperiodische Breitbandantenne keinen Spass haben. Dein Verstärker ist eher zum Abschluss von mittel/hochohmigen Loops oder als Schwingkreis abgestimmten Loops geeignet.

Eine geschirmte-Loop zur Unterdrückung von Gleichtaktempfang aus dem elektrischen Feldanteil ist bei einem Diffferenzverstärker mit symmetrischem Eingang auch gar nicht notwendig. Der Schirm wirkt allenfalls gegen statische oder quasistatische elektrische Felder, ansonsten übernimmt er vom Verständnis her die Funktion der Eingangs-Symmetrierung und erlaubt dadurch das Nachschalten eines unsymmetrischen Verstärkers wie z.B. eines Norton-Ampfs in der Aktivloop des QRP-Projekts.

Halt uns bitte auf dem Laufenden.

73
Günter

Dieser Beitrag wurde bereits 1 mal editiert, zuletzt von »DL4ZAO« (13. Januar 2017, 11:41)


15

Mittwoch, 18. Januar 2017, 22:12

Hallo Günter und natürlich alle anderen Mitleser. Danke für alle Kommentare bisher!
Mit geschirmten Koax-Schleifen wirst du mit eine Verstärker wie diesem mit hoher Eingangsimpedanz als aperiodische Breitbandantenne keinen Spass haben.
Ich hatte mir eingebildet, dass die Zwangssymmetrierung immer etwas gegen Gleichtaktstörungen bringen müsste; jetzt erklärt sich auch, dass letztens beim Test in "verseuchter" Umgebung der Schirm rein gar nichts änderte. Jetzt gibt es nur noch Klemmen.
Interessant bleibt, wie sich das Würth SL-2 Line-Filter als Breitband-Ausgangsbalun macht. Ich hab da bisher immer selbst auf Ring- oder Doppellochkern gewickelt.
Ich habe die Teile auch nur herausgesucht, weil ich das noch nie so gemacht habe; mal sehen.

Amplifier1
Es gab keine großen Änderungen zum letzten Stand. Bei gebrücktem Eingangsübertrager kann man den Verstärker für resonante oder nichtresonante kleine Magnetschleifen verwenden, mit Übertrager für widerstandsterminierte Schleifen.

Amplifier2
Ein eigenständiger Verstärker für den SDR-Empfänger im Shack. Wahlweise kann man eine nichtresonante kleine Magnetschleife oder einen kleinen Dipol verwenden. Der hochohmige Eingang ist wieder Günters SIMWA entsprungen, der niederohmige Eingang ist von LZ1AQ übernommen.
Ich hoffe, dass damit 17 kHz bis 14 MHz möglich sind.

Layout
Ist natürlich nicht fertig, aber die kritischen Stellen sind gelöst. Aktuell ist die Platine 140x100mm² groß.


Offene Fragen, vielleicht fällt euch etwas ein:
- Wie immer, jede Kritik ist erwünscht, vor allem kurz vor der Erstellung der ersten Flachbaugruppe...
- Leider sind mir die Pins knapp geworden, siehe Bild RJ45_Belegung. Ich habe noch zwei Pins für 3 bis 4 unabhängige Relais. Ein Schieberegister macht sicher Lärm auf der Antenne und Analogpegel mit Komparatoren wird gleich richt komplex. Fällt euch etwas ein?

Viele Grüße, 73
Bernhard
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  • Amplifier2.png
  • RJ45_Belegung.png
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Sonntag, 22. Januar 2017, 13:38

Et voilá, das Layout im Format 100x104 mm².
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  • layout.png

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Samstag, 28. Januar 2017, 00:02

Heute konnte ich mit der Inbetriebnahme des ersten Prototypen beginnen.

Im Anhang findet ihr die Übertragungskennline des Amplifier2 auf dem hochohmigen Eingang ohne Filter. Die -6 dB kommen daher, dass ich am Übertragerausgang nur über eine Hälfte des differentiellen Signals abgegriffen habe. Eine grobe Messung mit dem Oszi zeigt, dass ab knapp 10 kHz gearbeitet werden kann.
Problem: mir sind die MMBFJ310 ausgegangen und ich musste den BF862 bestücken. Damit entstehen bei 15 pF in Reihe am Eingang fast 20 dB Verlust. Laut Datenblatt hat der FET 10 pF Eingangskapazität, wie kann das sein?

Der 1 dB Kompressionspunkt liegt (gemessen mit Funktionsgenerator und Spekki) bei ca 6 Vpp / 10 MHz. Unter Verwendung beider Dipolhälften wären das 22,6 dBm, wenn ich richtig rechne.
Bei 3 Vpp ist ein 20 MHz-peak mit -30 dB messbar.
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  • VNA_170127_224102.jpg

18

Samstag, 28. Januar 2017, 08:28

Bei 3 Vpp ist ein 20 MHz-peak mit -30 dB messbar.


Was ist damit gemeint?

Ansonsten - die ersten Eindrücke sehen schon mal vielversprechend aus.

73
Günter

19

Samstag, 28. Januar 2017, 21:31

Es war wohl doch etwas spät gestern... Gemeint war, dass bei 3 Vpp am Eingang neben dem Peak bei 10 MHz am Ausgang auch ein Übersteuerungsprodukt (oder wie nennt man das dann?) bei 20 MHz auftrat. Dieser zweite Peak war rund 30 dB unter dem Nutzsignal. Das hat mich überrascht so weit unter dem 1 dB Kompressionspunkt.

Heute hab' ich mich mal um den Amplifier1 in der Variante ohne Kapazitätsdioden mit Übertrager gekümmert. Der Übertrager hat jetzt innen 20 Windungen 0,15 CuL, dann 2+2 Windungen 0,4 CuL.
Bis 2 MHz verhält sich die Schaltung genau wie geplant, danach sinkt die Verstärkung mit rund 20 dB pro Dekade ab, nur bei hohem (600 Ohm) Quellwiderstand.

Eingrenzen konnte ich den Fehler soweit, dass der Übertrager die Quelle zu stark belastet, selbst bei ausgelöteten FETs. Damit suche ich wohl nach einem Fehler in meinem Trafo. Folgende Fehler sind mir aufgefallen:
- die Primärwicklung (2+2 T) ist nach der Sekundärwicklung (20 T) gewickelt, anders herum wäre wohl besser gewesen
- das Wicklungsfenster ist nur zu 50 % ausgenutzt

Der Kern liegt außerdem flach auf der Leiterplatte, also FR4 und dann Massefläche. Das sollte nicht stören, weil die Feldlinien parallel dazu laufen, oder? Oder stört die Kapazität gegen GND?
Hier noch die Wicklungsbeschreibung.

Viele Grüße, Danke im Voraus,
Bernhard
»DL1BG« hat folgendes Bild angehängt:
  • BN73-202_Winding.jpg

20

Sonntag, 29. Januar 2017, 12:29

So, hier noch die Übertragungskurve des Amplifier2 am niederohmigen Eingang. Eingespeist wurde über die angehängte Testschaltung, der Übertrager bestand aus zwei identischen Luftspulen mit 2 Windungen / 90 mm Durchmesser.
Bei 30 MHz befindet sich eine Resonanzstelle der Testspule. Bei kleinerer Spule mit einer Windung war sie weg, aber eben auch der Frequenzbereich unter 5 MHz...
Bei 1,8 MHz sind es noch -33,2 dB.

Die Frage zum ÜBertrager aus dem letzten Beitrag konnte ich nicht klären.
»DL1BG« hat folgende Bilder angehängt:
  • Amplifier2_LowImp_TestCircuit.png
  • Transmission_loss_Amplifier2_LowImp.jpg